大功率高压LCC谐振电源重要参数研究与设计

王泽庭，杨旭

（北京市变频技术工程技术研究中心，北京市电力节能关键技术协同创新中心，北京电动车辆协同创新中心，北京 100144）

大功率高压LCC谐振电源重要参数研究与设计

王泽庭，杨旭

（北京市变频技术工程技术研究中心，北京市电力节能关键技术协同创新中心，北京电动车辆协同创新中心，北京 100144）

LCC谐振变换器克服了单一的串联谐振变换器（SRC）或并联谐振变换器（PRC）的缺点，同时具备二者优点。还具有很多传统谐振变换器以外的优点，如较小开关频率范围实现宽线性和负载调制，同时能保持很好的效率，实现全调频范围内的软开关。这些优点让LCC谐振变换器十分适合大功率高压电源。针对大功率高压电源中的LCC谐振变换器参数提出详细的分析和设计过程，并通过Saber仿真进行验证分析。

LCC谐振变换器；大功率高压电源；软开关

近些年，随着中国航天、汽车、船舶等制造业的快速发展，这些行业中出现了一些需要高精度加工焊接的需求。这就给电子束焊机的发展提供了很好的发展契机和挑战。电子束焊机发展至今，高压供电电源一直是电子束焊机研究的重点和难点。此类高压电源已经从工频、中频发展到高频，但是随即又出现了一些效率和功率提升难点。LCC谐振变换器自身的优点正好契合此类电源发展需求，故LCC谐振变换器成为众多国内外专家研究和探讨的热点问题。

谐振变换器拓扑很多，但是单一的串联谐振（SRC）或并联谐振（PRC）具有很多限制，如SRC增益总是低于1，轻载时很难调制电压；PRC谐振腔中循环电流过大，引起过多导通损耗。LCC谐振克服了单一的SRC或PRC的缺点，同时具备二者优点，还具有很多传统谐振变换器以外的优点，如较小开关频率范围实现宽线性和负载调制，同时能保持很好的效率，实现全调频范围内的软开关。

通过查阅大量资料，发现LCC谐振变换器参数设计相当混乱，文献［1-2］提出方法过于复杂和繁琐，不利于实时设计参数。文献［3-4］方法没有明确LCC重要参数设计过程，造成一些谐振参数不明确、精度差等问题。本文旨在分析LCC设计过程中重要参数对于电源系统的影响，并在此基础上提出一种相对简单、较精确的LCC谐振参数设计方法。设计1台60 kV/60 kW的电子束焊机参数，通过Saber仿真进行理论验证。

1 LCC谐振变换器数学模型

1.1 大功率高压电源主电路拓扑图

大功率高压电子束焊机电源主路拓扑图如图1所示。

图1 大功率高压电子束焊机电源主电路拓扑图Fig.1 Power supply main circuit topology of high power high voltage electron beam welding diagram

由图1可知，大功率高压电子束焊机电源主电路系统主要由三相整流、全桥逆变、谐振腔与升压变压器和输出整流滤波电路构成。其中谐振腔参数设计是大功率高压电源系统研究的重点和难点，设计的合理与否直接关系到电源的品质。

1.2 谐振腔电路分析

根据电路原理，可以从图1中得到LCC谐振变换器部分等效原理图，如图2所示。以下推导见文献［5-7］。

图2 LCC谐振腔等效原理图Fig.2 LCC resonant cavity equivalent principle diagram

1.2.1 谐振腔电压增益分析

由图2可以得到电压增益为

式中：ω为开关角频率，ω=2πf。

归一化电压增益函数为

式中：Cn=Cp/Cr；fn为归一化频率，fn=f/fr，fr为串联谐振频率，；Q为品质因数，。

进一步有理化推导得到：

根据式（3），绘制出不同的电压增益幅频特性曲线。

图3a～图3c分别为Cn=0.5，1，5三种情况下Q值为0.1，0.2，0.5，0.8，1，2，5，8，10的电压增益幅频特性曲线族，并且每族曲线中按Q由大变小依次从x轴向上分布。图3d是Re短路和断路2种特殊工况下的电压增益曲线图。

图3 不同Cn与特殊工况的电压增益图Fig.3 Voltage gain diagram of different Cnand special operating conditions

由图3可以得出：

1）增益M值不低于0。当Cn和Q值固定时，M表示为在谐振频率点附近的凸曲线，相应的归一化峰值增益频率点是根据负载和给定量的变化而变化的；

2）改变Cn和Q值，将改变增益M曲线的形状，Q是与负载相关的函数，M表示频率调制对负载变化的曲线。任何Cn和Q值的组合，都会收敛和经过谐振点M（fn）=1。谐振点上，Lr和Cr发生谐振，造成二者分压为零，输入电压直接加到负载上，谐振腔电压增益为1。谐振点上，谐振电路阻抗趋近于零，没有寄生功率器件的损耗。并且工作在谐振点或谐振点附近区域，频率变化很窄就可以实现宽输出电压调制；

3）固定Cn值，Q值增加，曲线收缩，导致频率调制范围变窄。随着整条曲线变低，相应的电压增益峰值变小，对应峰值增益的频率点向左移动并接近谐振点。随着Q值增加造成的频率移动主要是由于负载增加造成的。减小Re将会减小Cp的影响并移动开关频率向谐振点移动；

4）固定Q值，Cn值增加，曲线收缩，峰值增益频率向谐振频率点移动，导致一个具有更高增益的频率调制区域。主要有以下2点造成Cn值变化：①Cp的减小造成Cn的减小，使fp接近谐振频率点；②Cr的增加造成Cn的减小，导致更高的Q值。

由图3d可以得出，当Re短路时，Q值趋近无穷大，且Cp被完全短路，让Cp对于电压增益的影响为零，并使峰值增益频率点与谐振点重合。当Re开路时，Q值趋近于零，峰值增益频率在谐振频率右侧远端，并且相应的电压增益非常高，理论上能达到无穷大。同理可知，有些参数会使变换器在轻载或空载工况下较低电压时不可调。

1.2.2 谐振腔阻抗特性分析

由图2可以得到谐振腔的阻抗为

同电压增益归一化曲线一样，可得阻抗归一化函数为

根据等式（5）可以画出阻抗归一化频率的相位角图。

图4分别为Q=1，Cn=5（实线）；Q=1，Cn=1（点虚线）；Q=5，Cn=1（大虚线）的一族归一化相位角图。

在分析图4之前，我们要讨论一下谐振变换器的ZVS条件，这样可以使我们更深层地理解阻抗分析的意义和重点。为实现ZVS，功率器件Uds两端电压通过外部要减小到零后导通和关断。确保这一点的方法是当门极驱动导通信号被施加时，强行让逆转电流流过功率器件的体二极管。只有谐振电路存在着感性阻抗，电路的电流滞后于其施加的电压才能具备实现ZVS的条件。

图4 阻抗相位角图像Fig.4 Impedance phase angle diagram

由图4可知，图像φ值大于零的部分为感性区域，小于零的部分为容性区域，等于零的部分为纯阻性区域。当Q值或Cn值增大时，曲线的感性区域的频率范围加宽，但是感性区域最大临界频率要大于谐振电路谐振点频率。

1.2.3 谐振腔电流传输特性分析

由图2，可以推出电流传输特性如下：

四是征管效率。尽管在“国地税统一”的前提下，税务行政效率与税收利益分配不因税务征管之渠道不同产生差异。但是消费税的税目复杂，涉及各项产业，且有一定的地方特殊性。因此，消费税的征管离不开地方政府与税务机关的协作，地方政府对本地产业的认知程度和控制程度大于中央政府，能够对某项产业提出针对性措施，或者督促地方企业积极配合征管。因此，消费税的税制设计还应当考虑到稽征便利的原则，注重调动地方政府协助税收征管的积极性。

由式（6）可得，电流传输特性可由谐振腔导纳决定，同理可以推导出电流传输特性的归一化幅频公式：

根据式（7），绘制出谐振腔的电流传输特性曲线图，如图5所示。

图5 电流增益曲线图Fig.5 Current gain curve diagram

图5a为Cn=1固定，Q=0.1，1，5的一族电流归一化幅频特性曲线。图5b为Q=1固定，Cn=0.1，1，5的一族电流归一化幅频特性曲线。由图5a可得：Cn固定，Q值过大还是过小都会引起电流峰值变大。主要是因为负载太轻引起Q值过小，导致谐振电路中无用功电流增加；负载太重引起Q值过大，导致电流过大。由图5b可得：Q值固定，Cn增加明显，造成谐振腔内电流峰值变大。主要是在谐振点附近对回路电流影响较大。总体上看，当开关频率偏离谐振点频率时，Q值变化，回路电路变化不大，表现为恒流特性。

通过上述推导和分析，将LCC谐振变换器的电压增益、电流传输特性、阻抗都归一化成为与品质因数Q和串并联电容比Cn相关的等式。通过相关曲线分析，清晰把握住了Q和Cn值对于设计LCC谐振变换器总体影响。总体上可得出：

1）一个较小的Cn会使峰值增益较大，导致较高的环路电流，这有利于ZVS实现，但会增加传导损耗；

2）一个较小的Q会使峰值增益较高，相应的增益曲线对于给定的调制有较大的频率变化范围。

1.3 重要参数设计流程

通过上述总结和分析，提出了适合本文研究方法的参数设计流程图（本设计流程在输入电压、工作频率、输出电压和功率已知条件下设计）。如图6所示。

图6 参数设计过程Fig.6 Parameter design process diagram

2 仿真实验验证与分析

仿真系统参数如下：流母线电压530 V；逆变频率10～20 kHz；串联谐振电感Lr=8.6 μH；串联谐振电容Cr=3.4 μF；并联谐振电容Cp=0.51 μF；系统输出电压60 kV；系统输出功率60 kW；系统后级为全桥整流，滤波电容33 nF。

按照图6参数设计过程，设计出如上参数。并利用Saber软件进行了仿真，下面对主要波形进行分析说明。

2.2 仿真相关参数说明

工作在20 kHz频率，恒导通时间为20 μs条件下，输出电压60 588.0V；纹波293.8V（0.485%）；谐振腔峰值电流344.1 A。图7为仿真启动波形，说明设计方法参数能达到电源要求，但是单纯PFM控制策略会造成启动瞬间，谐振腔电路过大。图8为谐振电流与ΙGBT功率管控制信号图，说明设计参数很好地实现了功率器件的零电流开启和零电压关断。图9为直流高压部分放大图，说明设计参数纹波很小，符合设计要求。

图7 启动波形Fig.7 Start waveform

图8 谐振腔相关波形Fig.8 Related waveform in resonant cavity

图9 输出电压波形Fig.9 Output voltage waveform

由仿真实验波形可知，此设计方法设计出来的参数能满足在全负载情况下的软开关，即实现了开关管的零电流开启和零电压关断，并且纹波达到设计要求。

为了进一步验证设计方法与实际仿真结果的差距，绘制了计算值与仿真离散值对比图，如图10所示。

图10 计算值与仿真离散点对比图Fig.10 Comparison diagram of calculated and simulated discrete points

由图10可知，理论计算值跟实际仿真结果离散点差距不大，充分证明了设计方法的精确度较高。但是参数还需要进行实验或仿真进行优化来更好地体现LCC谐振变换器的软开关特性。

2.3 实验验证

根据理论和实际需要，研制了1台60 kV，6 kW电子束焊机电源。给出了电源满载PFM控制波形图。图11是开关频率在27.2 kHz时，电源满载控制波形图，体现出PFM控制的软开关特点，实现了ZCS开启和ZVS关断。总体上可知，混合控制策略使电源系统提高了效率，提升了稳定性。

图11 满载波形Fig.11 Full load waveform

图11中，iLr为谐振腔电流值，Ug为功率器件ΙGBT门极驱动信号电压值。

3 结论

通过对大功率LCC谐振变换器的分析，建立了一系列的数学模型，分别将这些数学模型统一归一化到几个重要参数的等式上，然后分析这几个参数分别影响系统的哪些性能。这样使设计者对LCC谐振变换器有一个总体的认知，并提出了适合本方法的一种简洁精准的设计思路，使读者很清晰地进行研究和设计。仿真验证了采用此法设计的参数能很好地使LCC谐振变换器工作在软开关条件下，显著提高大功率高压电源的效率和精度。

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Design and Research of Important Parameters for High Power High Voltage LCC Resonant Power Supply

WANG Zeting，YANG Xu
（Collaborative Innovation Center of Electric Vehicles in Beijing，Collaborative Innovation Center of Key Power Energy-saving Technologies in Beijing，Inverter Technologies Engineering Research Center of Beijing，Beijing 100144，China）

The LCC resonant converter overcomes the shortcomings of a single series resonant converter（SRC）or parallel resonant converter（PRC），and has both of advantages.Also it has the advantages of many traditional resonant converters，such as achieve wide linear and load modulation in the smaller switching frequency range，while maintaining a good efficiency，and achieving a full range of soft switching.These make that the LCC resonant converter be very suitable for high power and high voltage power supply.A detailed analysis and design process of the LCC resonant converter parameters in high power high voltage power supply was presented，and the analysis was verified by Saber simulation.

LCC resonant converter；high power and high voltage power supply；soft switching

TN46

A

10.19457∕j.1001-2095.20170715

2016-07-31

修改稿日期：2016-10-10

王泽庭（1985-），男，硕士，讲师，Email：wangzeting@ncut.edu.cn