一种新颖四象限隔离型反激双向直流变换器

万应才，王 磊，郭 瑞，杨玉岗

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛125105）

一种新颖四象限隔离型反激双向直流变换器

万应才，王 磊，郭 瑞，杨玉岗

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛125105）

隔离型反激DC-DC变换器具有较高增益和较大功率等级，已成为高增益大功率场合的研究焦点，针对传统反激变换器存在的变压器漏感尖峰的问题，提出一种带反激缓冲器的隔离式四象限全桥双向DC-DC变换器。应用钳位电容和反激缓冲器来钳位因流馈式电感和隔离变压器漏电感间的潮流差而引起的尖峰电压，成功地把电压钳位到理想水平；同时消除了因漏电感的续流带来的开关损耗，提高了变换器工作效率；缓冲器还限制漏感电流ip在全桥开关中循环，在超载情况下降低了开关电流应力，提高了系统可靠性。实验证明了理论分析正确性和可行性。

反激缓冲器；四象限变换器；尖峰电压；漏电感

双向DC-DC变换器以其特有的优点被应用在越来越多的场合，因此，研究具有宽输入适应性、高增益稳定性的DC-DC变换器具有非常重要的意义。近年来，很多学者致力于研究高增益直流变换器，其原因是非隔离型DC-DC变换器输入电压等级较低，难以得到较高电压，如文献[1]提出了可满足高增益要求的拓扑结构。隔离式DC-DC变换器通过变压器匝数比获得高增益和较大输出电压等级，随着功率等级增加，无法忽视的变压器漏感使得在开关过程中产生较大的尖峰电压。此外，漏感的续流将增加开关管的损耗，降低变换器每个工作周期的效率。

在设计反激变换器时，由于需要设计有效的钳位电路，来消除因流馈式电感和隔离变压器间的潮流差而引起的尖峰电压。传统简单易行的方法是应用RCD缓冲电路来钳位电压，其缺点是反激式变换器在开关管导通时能量存储在励磁电感与漏感中，而当开关管截止时，存储在漏感中的能量因无法传递到副边而损耗在开关管和RCD箝位电路上，导致效率降低。文献[2]提出用Buck变换电路来代替RCD缓冲电路，但需要复杂的钳位电路，器件的增加带来控制上的困难。此外，现有文献中提及的多数反激变换器都是单象限运行，控制电路和拓扑结构过于复杂会降低系统稳定性。

基于此，本文提出一种简单的钳位电路，应用于四象限反激变换器，通过设计反激缓冲器来回收钳位电容所获得的能量，同时解决谐振电流导致的开关电流应力增加的问题。该缓冲器能够独立工作来调节钳位电容电压，把电压钳位到理想水平。而电流不会在全桥开关中循环，提高了系统可靠性。最后设计制作实验样机进行实验，证明理论分析的有效性和可行性。

1 电路拓扑概述和优点

图1 带反激缓冲器的隔离型四象限双向DC-DC变换器主电路Fig.1 Main circuit of isolated four-quadrant bidirectional DC-DC converter with flyback buffer

本文提出的带反激缓冲器的隔离型双向DCDC变换器电路拓扑如图1所示，该变换器有2种工作模式：Buck工作模式和Boost工作模式。图1中，流馈式开关桥和反激缓冲器在低压侧，压馈式开关桥在高压侧。能量从低压侧到高压侧的过程中变换器工作在Boost模式，而当能量由高压侧反向回馈时，可以实现Buck工作模式[3-5]。该变换器电路拓扑的主要优点包括：①电路中电感Lm同时具有滤波和储能作用；并且在开关换流期间，钳位支路的钳位电容CC和钳位二极管DC可以吸收流馈式电感Lm和漏感Lll以及和隔离变压器电感Llh之间的潮流差。②反激缓冲器可以独立控制并调节钳位电容电压VC，使其微高于变压器低压侧线圈电压VAB的理想效果，因此，开关M1～M4的电压应力被限定在一个较低值，提高了系统稳定性，避免因尖峰电压过大导致的充电漂移、过电流密度和过磁力等一系列问题，恶化MOSFET载流子密度、导电沟道宽度和引脚接合度。从而在本质上可以减小传输电阻，提高系统效率。

2 工作模态分析

双向DC-DC变换器有两种工作模式：升压Boost模式和降压Buck模式。在Boost模式工作时，开关 M1～M4被控制导通和关断，开关 M5～M8的反并联二极管D5～D8用于整流。在Buck模式，开关M5～M8被控制， 开关 M1～M4的反并联二极管 D1～D4用于整流。

2.1 升压模式的工作模态分析

变换器工作在Boost模式时，开关M1～M4组成一个等效Boost变换器，此时开关M1～M4被分成两种组合方式（M1，M2）和（M3，M4）。 M1～M4开启，给电感Lm供给能量，同时在高压侧，开关M5～M8的体二极管D5～D8传输能量到VHV，当开关的组合方式由（M1，M2）、（M3，M4）变成（M1，M4）、（M2，M3）时，电流差iC=iL-ip，给钳位电容CC充电，变压器一侧线圈中的电流ip升高到iL。传输到钳位电容的平均功率计算公式为

式中：VC（R）为钳位电容电压 VC的调节电压； fs为开关频率；NP、NS为变压器两侧线圈匝数。 Lm＞＞Leq。 电能PC通过反激缓冲器从低压侧电压VLV被传递到高压侧电压VHV,从而实现升压工作模式。在一个开关周期内，缓冲器将钳位电容电压VC调整为VC（R）,以实现将钳位电容电压控制在微高于变压器低压侧线圈电压VAB的理想效果。其中，在变压器线圈中电流ip上升到iL的时间内反激缓冲器不工作，整个过程中，反激缓冲器处理过的功率PC约为低压侧满载功率的5%。因为反激缓冲器的存在,钳位电容CC所吸收的能量不会流过开关M1～M4,这就降低了开关的电流应力[7]。VC的峰值电压 VC（P）附加到开关M1～M4上，分布如下：

式中，iL（M）为负载最大时电感电流iL的最大值。此外，为降低传输损耗，高压侧开关M5～M8采用同步控制策略。

变换器在升压模式的工作波形如图2所示。Boost模式的各工作模态如图3所示，半个开关周期的具体工作过程如下：

图2 升压结构的工作波形Fig.2 Operation waveform of step-up conversion

图3 Boost模式的工作模态Fig.3 Operation modes of Boost conversion

模态 1（t0≤t≤t1）：在这个时间段内，变换器的开关M1～M4均处于闭合导通状态，低压侧电压VLM加到电感Lm上给其充电，电流iL以VLM/LM的变化率线性增加，并且变压器的原边被短路。等效电路如图 3（a）所示。

模态 2（t1≤t≤t2）：t1时刻，M1和 M4导通，M2和M3关断，电感Lm释放能量，加到变压器电感线圈上，电流差值 iC=iL（t）-ip（t）逐渐降低，直到 t=t2时刻，电流差值降为0，此时钳位二极管DC导通，开关组合（M5，M8）的体二极管导通，传输能量。在此过程中，电流差iC流向钳位电容CC，等效电路如图3（b）所示。

模态 3（t2≤t≤t3）：在 t2时刻，钳位二极管 DC停止导通，反激缓冲器开始工作，此时，钳位电容CC放电，反激感应器储能，M1和M4闭合，M2和M3关断，M5和M8的体二极管仍然处于导通状态传输电能。整个工作过程的等效电路如图3（c）所示。

模态 4（t3≤t＜t4）：在此过程中，反激缓冲器开始独立工作，把钳位电容电压 VC调整为 VC（R）,即将其控制在微高于变压器低压侧线圈电压VAB的理想状态。另一方面，开M1关M4和闭合，体二极管D5和D8依然导通，从低压侧VLV到高压侧VHV传输能量,等效电路如图 3（d）所示。

模态 5（t4≤t＜t5）：在 t4时刻，电容电压 VC已经调整为 VC（R），缓冲器是闲置的。在此段时间内，主要是从VLV到VHV继续传输能量，直到t5时刻完成半个周期。等效电路如图3（e）所示。

2.2 降压模式的工作模态分析

变换器运行在降压工作模式的电压反馈型变换器拓扑结构等效电路如图4所示。由图分析可知，系统在运行过程中，变压器起着实现能量从高压侧VHV到低压侧VLV的传输和储能电感的双重作用，其在Boost模式工作时低压侧产生的漏电感会反映在高压侧，并在开关管漏源两端产生很大的电压尖峰，容易将开关管击穿。为了防止开关管被击穿，需要减小变压器的漏感，或通过减小变压器漏感的等效方法限制开关管两端的电压尖峰[8]。

图4 变换器Buck模式电压反馈型拓扑结构等效电路Fig.4 Equivalent circuit of a voltage-fed topology in Buck mode of converter

本文采用移相全桥拓扑实现变换器的降压工作模式，开关 M5～M8分成两组，通过控制（M5，M8）和（M6，M7）互补导通来实现从高压侧VHV到低压侧VLV的能量传递。开关M1～M4采用同步控制策略以减少开关管的损耗。考虑漏电感对电压纹波的影响，开关M5～M8采用移相控制的工作方式，此工作模式下，等效电感Leq的计算公式为

变换器运行在Buck模式过程中，钳位电容CC能够很好地钳位因Leq和M1～M4的寄生电容引起的电压上升，等效于吸收iL和iP之间的电流潮流，从而实现消除因流馈式电感和隔离变压器间的潮流差而引起的尖峰电压的目的[9]。

3 实际应用分析

（1）低压侧：无论在轻载、满载还是空载等情况下，开关组（M1，M4）和（M2，M3）均互补导通，其最小时间是

（2）钳位电容：钳位电容中储存着回收的能量，需要符合所需能量的最大值，因此钳位电容需满足如下条件：

（3）反激变换器：变换器工作在Boost模式下，在t1≤t≤t2时钳位支路（DC/CC）可以阻止较高的暂

式中，Vch和Vcl分别为电压VC的最大值和最小值。

（4）启动操作：Boost变换器在充电完成前必须保证其高压侧的初始电压VHV不能低于低压电压VLV与变比的乘积。如何有效控制较高的浪涌电流是隔离型Boost变换器高压侧面临的重要难题。本文变换器因其反激缓冲器的额定功率远低于主电路的额定功率，故能通过给高压侧电容充电，保证高压侧电压VHV维持在相对较高的水平[10-11]。态电压，CC中所储存的能量通过反激变换器传输到高压侧。反激变换器可以调整的电压范围大概在低压侧稳态电压的110%～120%。反激变换器的额定功率PFB为

4 实验验证

为了验证本文所述反激变换器的可行性，设计制作了一台1.5 kW的样机，其低压和高压侧分别设计额定电压为60 V和360 V的电源模块。样机参数如下：VLH=48 V，VHV=360 V，开关器件频率fs=25 kHz，N=NP/NS=4.25，CC=1 μF，PO（max）=1.5 kW。

因为变换器四个象限开关管工作方式类似，以第一象限为对象进行分析。变换器在Buck模式下的开关M1～M4及电感的实验波形如图5所示，由图5可看出，四象限拓扑结构减小了电感电流的纹波；开关管的电压应力为12 V，约为输出电压的1/4，电压应力得到大幅度降低；同时，反激缓冲器设计能够降低馈流式电感和隔离变压器漏电感之间的电流潮流差，避免了变压器漏感在开关管漏源两端产生很大的电压尖峰[12]。

变换器在Boost模式下电感及开关M5～M8实验波形如图6所示，由图可见，在降压变换中电感电流纹波及输出电压纹波得到有效改善，同时电压应力也得到降低。

图7所示为变换器电感线圈电流iL和缓冲器处理功率PC的关系曲线。由图可见，变换器满载运行时，其缓冲器处理功率PC最大约90 W。

图5 Buck模式实验波形Fig.5 Experimental waveforms in Boost mode

图8 为Leq一定时，钳位电容的峰谷电压差VE＝VC（P）－VC（L）与电容 CC之间的关系。 从图中可看出电容CC的增量将产生峰值电压VC（P）。图9所示为系统处理较高功率时，CC与PC的关系。

图10为本文反激缓冲器双向DC-DC变换器和文献[9]中反激双向直流变换器在Boost模式的工作效率对比曲线。分析可知，该变换的转换效率为90%～92%，满载情况下转换效率约为90%，证明了该反激缓冲器不仅避免变压器漏感在开关过程中产生很大的电压尖峰，同时消除了因漏电感的续流带来的开关管损耗，并降低输出电压纹波，提高了变换器工作效率。

图11所示为应用同步开关控制技术和普通开关控制下，双向DC-DC变换器工作在降压模时下的能量转换效率。分析图中效率曲线可知，电路在重载情况下，较高的传导损失导致变换效率的降低；应用开关同步控制技术可以提高能量转换效率。

图6 Boost模式实验波形Fig.6 Experimental waveforms in Buck mode

图7 iL和PC的关系曲线Fig.7 Plot of processed power PCversus inductor current iL

图8 电压差VE与电容CC的关系Fig.8 Plot of voltage VEversus capacitor CC

图9 CC和PC的关系曲线Fig.9 Plot of processed power PCversus capacitor CC

图10 升压模态变换器的能量传输效率Fig.10 Plots of conversion efficiency of the converter operated in step-up mode

图11 降压模式变换器的能量传输效率Fig.11 Conversion efficiency of the converter operated in step-down mode

5 结论

为提高大功率双向DC-DC变换器双边转换效率，本文提出带反激缓冲器的隔离式四象限全桥双向DC-DC变换器，并设计制作了一台1.5 kW的变换器样机，通过实验验证了其可行性，和传统变换器相比，上述变换器有以下优点。

（1）电路拓扑中，钳位电容和反激变换器的应用能够钳位因流馈式电感和隔离变压器漏电感间的潮流差而引起的尖峰电压，成功把电压钳位到理想水平，即微高于变压器低压侧线圈电压。

（2）限制漏感电流ip不会在全桥开关中循环，超载情况下降低开关的电流应力，提高了系统可靠性。

（3）该反激缓冲器不仅可避免变压器漏感在开关过程中产生很大的电压尖峰，还消除了因漏感续流带来的开关管损耗，提高了变换器工作效率。

（4）通过电流反馈侧的有功开关降低了电流纹波，还可以通过控制实现软启动。

[1]Zhu L.A novel soft-commutating isolated boost full-bridge ZVSPWM DC-DC converter for bidirectional high power applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2006,21（2）：422-429.

[2]Krishnaswami H,Mohan N.A current-fed three-port bidirectional DC-DC converter[C].International Telecommunications Energy Conference,2007：523-526.

[3]Qiao Chongming,Smedley K M.An isolated full bridge boost converter with active soft switching[C].IEEE Power Elec-tronics Specialists Conference,2001：896-903.

[4]Zhou Linquan,Ruan Xinbo.A zero-current and zero-voltageswitching PWM boost full-bridge converter[C].IEEE Power Electronics Specialists Conference,2003：957-962.

[5]Zhao Qun,Lee F C.High-efficiency,high step-up DC-DC converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18（1）：65-73.

[6]Li Weichen,Xiang Xin,Li Chushan,et al.Interleaved high step-up ZVT converter with built-in transformer voltage doubler cell for distributed PV generation system[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2013,28 （1）：300-313.

[7]Chen S M,Liang T J,Yang L S,et al.A cascaded high stepup DC-DC converte r with single switch for microsource applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2011,26（4）：1146-1153.

[8]王挺,汤雨,何耀华,等.多单元开关电感/开关电容有源网络变换器[J].中国电机工程学报 2014,34（6）：832-838.

Wang Ting,Tang Yu,He Yaohua,et al.Multicell switched inductor/switched capacitor active network converter[J].Proceedings of the Csee,2014,34（6）：832-838（in Chinese）.

[9]刘树林,曹晓生,马一博.RCD钳位反激变换器的回馈能耗分析及设计考虑[J].中国电机工程学报 2010,30（33）：9-15.

Liu Shulin,Cao Xiaosheng,Ma Yibo.Design and analysis on feedback energy loss of RCD clamping flyback converters[J].Proceedings of the CSEE,2010,30（33）：9-15（in Chinese）.

[10]姜德来,张晓峰,吕征宇.一种有效的反激钳位电路设计方法[J].电源技术应用,2005,8（8）：13-15,36.

Jiang Delai,Zhang Xiaofeng,Lü Zhengyu.An effective design method for RCD clamp used in flyback converter[J].Power Supply Technology and Applications,2005 （8）：13-15,36（in Chinese）.

[11]刘悦新,王磊.一种带纹波抑制的交错并联Buck/Boost变换器轻载效率研究[J].电源学报,2016,14（5）：157-165.

Liu Yuexin,Wang Lei.A ripple suppression with staggered parallel Buck/Boost converter light load efficiency research[J].Journal of Power Supply,2016,14（5）：157-165（in Chinese）.

[12]王磊,郭瑞,杨玉岗.光伏微逆变器前级磁集成高增益直流变换器研究[J].电源学报,2016,14（3）：108-117.

Wang Lei,Guo Rui.Research on integrated magnetic high-gain Pre-DC-DC converter for PV micro-inverter[J].Journal of Power Supply,2016,14 （3）：108-117（in Chinese）.

A Novel Four Quadrant Isolation Type Two-way DC Flyback Converter

WAN Yingcai,WANG Lei,GUO Rui,YANG Yugang（Faculty of Electrical and Control Engineering,Liaoning Technical University,Huludao 125105,China）

Isolated flyback DC-DC converter becames the focus on the application of high-gain and high power occasion which has high gain,high efficiency and high power levels.Considering the problem of the traditional peak flyback transformer leakage inductance exists,an isolated four-quadrant bi-directional full-bridge DC-DC converter with flyback buffer is proposed.The clamp capacitance and flyback converter are applied to clamp the peak voltage caused by the flow difference between the stream buffer fed inductor and isolation transformer leakage inductance.The voltage is clamps to the desired level successfully.The switching losses is eliminated due to the leakage inductance freewheeling and improve efficiency of the converter.Buffers also limit the leakage inductance current loop in full-bridge switches,reduced the switching current stress at overloading,and improve the system reliability.Experimental results varify the correctness and feasibility of the theoretical analysis.

flyback buffer;four-quadrant converter;peak voltage;leakage inductance

万应才

万应才（1990-），男，硕士研究生，研究方向：电力电子及电力传动，E-mail：109 6182370@qq.com。

王磊（1991-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：电力电子磁技术、功率变换技术，E-mail：15382025383@163.com。

郭瑞（1974-），女，博士研究生，副教授，研究方向：电力电子及电气控制技术，E-mail：940308192@qq.com。

杨玉岗（1967-），男，博士，教授，博士生导师，研究方向：电力电子技术及其磁集成技术，E-mail：yangyugang21@126.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.4.112

TM862

A

2015-11-25

国家自然科学基金资助项目（51177067，50607007）

Project Supported by National Natural Science foundation of China（51177067，50607007）