新型低压大电流三相PWM整流器分析

陈超，张代润，程满

（四川大学电气信息学院，成都610065）

新型低压大电流三相PWM整流器分析

陈超，张代润，程满

（四川大学电气信息学院，成都610065）

对于一些电焊机或快速充电等低压大电流系统的应用场合，为了抑制交流侧谐波畸变率，多采用传统的三相电流型PWM整流器作为该变换器的拓扑结构，但是，该结构存在控制方法复杂、直流滤波电感庞大等缺点。针对传统变换器的这些不足，研究了一种新的三相Buck型整流器拓扑结构，并对其工作原理、控制方法、控制器的设计进行详细分析阐述，理论分析表明该结构控制简单、易于实现。最后，通过仿真验证了该结构抑制交流侧谐波畸变率、改善功率因数的有效性，以及提高变换器功率密度和快速响应能力的可行性。

低压大电流；三相整流器；功率密度；快速响应能力；谐波畸变率

脉宽调制PWM（pulsewidthmodulation）整流器分为电压型和电流型两大类[1-2]，对于三相电压型PWM整流器，由于其本身固有的升压特性，输出电压很高，一些设备无法直接使用。因此，对于电焊机、快速充电等低压大电流系统，多采用电流型整流器作为该类变换器的拓扑结构。然而该结构也存在直流侧储能电感设计非常大以及交流侧采用LC滤波电路易产生振荡等缺陷。针对电流型整流器的不足，很多学者提出不同变换器结构以及控制策略来改善系统性能。为了解决因LC滤波电路振荡引起的电流严重畸变问题，文献[3]提出了一种有源阻尼控制方法来抑制LC电路的谐振特性，但是这种方法又额外增加了控制环，使控制方法更复杂。文献[4]提出了采用多电平控制方法来抑制交流侧谐波，虽然这种方法既能提高变换器的容量又能降低交流侧电流畸变率，但是却增加了装置的体积和复杂度。文献[5]提出了一种混合型三相电流型拓扑结构，但是文章没有详细分析该结构的工作原理以及控制器设计。

针对电流型整流器控制方法复杂以及直流侧电感设计庞大的不足，本文研究了一种混合型三相PWM整流器，该结构工作原理简单，并且控制方法与Buck型变换器相似，为了提高变换器的响应速度，本文又对控制器的设计进行详细分析阐述，最后，通过仿真验证了该结构能够很好地抑制交流侧谐波畸变率、改善网侧功率因数以及提高变换器功率密度和快速响应能力。

1 混合Buck型三相整流器拓扑结构

混合Buck型三相整流器的拓扑结构如图1所示，其中ea、eb、ec为交流侧三相电压，ia、ib、ic为交流侧三相电流，L、C为二阶滤波电感电容，与传统三相电流型整流电路相比该结构采用二极管代替全控开关，为了补充因不可控整流引起的交流侧电流缺失，引入双向开关Sa、Sb、Sc，任意时刻该开关只在三相电压幅值最小的相所对应支路导通，如图2所示。

因此该开关工作在两倍工频周期的低频区，为了得到低电压，上下直流母线各连接一个Buck电路，并且该Buck电路的开关工作在高频区。因此，通过合理控制两组不同频域区段的开关状态即可实现输出低压大电流的功能。

2 变换器的工作原理及其控制策略

为了分析方便做如下假设：

（1）交流侧输入电流ia，b，c=ia1，b1，c1；

（2）直流侧电压恒定，即idc=i0。

以相电压ea＞eb＞ec为例分析变换器的工作原理，根据图2可知，此时双向开关只有Sb处于通态，处于图中所示的第3个区，并且记开关G1和G2的开关函数为k1和k2，即

电流i（k1，k2）表示开关不同状态下交流侧电流，如i（1，0）则表示开关G1开通，G2关断时交流侧电流。

则根据G1和G2开关状态该变换器可分为4种开关模式。

模式1开关G1和G2同时导通，此时ia=i0, ib=0,ic=-i0，若将该式代入到式（1）中可得

模式2开关G1开通，G2关断，此时ia=i0,ib=-i0, ic=0，将该式子代入式（1）可得

模式3开关G1和G2同时关断，此时ia=0,ib=0, ic=0，将该式子代入式（1）可得

模式4开关G1关断，G2导通，此时ia=0,ib=i0, ic=-i0，将该式子代入式（1）可得

对于该变换器，交流侧期望电流是与相电压同相位的正弦波，即相电流与电压成正比例关系，可表示为

式中，M为比例系数。

若忽略整个变换器的功率损耗由交、直流侧功率相等可得

式中，Ia和Ea分别为A相相电流、相电压有效值。

设交流侧电压幅值为UN，结合电流与电压的比例关系可得

由上面对变换器工作模式的分析可知

将式（6）、（8）、（9）合并后可得

同理在图2所示其他5个区域也可得到对应k1、k2的表达式，综上可得在一个工频周期内k1和k2的表达式为

若在一个开关周期内电感电流连续则uˉL1=0，则在一个周期内D、E两端电压平均值等于输出电压，即uˉdc=u0，考虑到输出电压具有一定波动性，式（11）的u0可表示为

式中，Δu0为电压波动量。

而电压波动量可用输出电压电流双环控制得到，即

式中，Gv和Gi分别为电压外环和电流内环的PI调制器传递函数。

综上可得系统控制结构如图3所示。

3 双环控制器的设计

根据图3给出的系统控制结构图可得到该系统的控制结构框图如图4所示。根据系统控制框图可得输出电压与给定电压之间的传递函数为

其中，Gv和Gi传递函数分别为

根据式（14）中传递函数表达式可得闭环传递函数的特征根方程式为

对于闭环系统，其闭环稳定性主要取决于闭环极点在S平面上的分布，而对于诸如该文的4阶系统，其闭环稳定性主要取决于由系统超调量、峰值时间等性能指标所决定的主导极点在S平面上的位置，设系统主导极点为

那么4阶系统的另外两个极点越远离主导极点系统越稳定，设系统非主导极点为

根据主导极点和非主导极点可得到期望的系统特征根表达式为

假设系统性能指标中的超调量以及上升时间分别为σ=0.05，tp=0.001，那么根据超调量和峰值时间的式（19）可得到阻尼比和自然振荡频率分别为ζ=0.69,ωn=4 342。

当取非主导极点的系数n1=6、n2=8以及系统的滤波电感和电容的大小分别为L=0.65mH、C=430 μF时，根据推导出来的特征方程以及期望特征方程之间的关系，可以计算得到电压外环以及电流内环的比例积分系数。

4 系统仿真结果

系统仿真参数分别为交流侧相电压有效值为220 V、滤波电感L为0.75 mH、滤波电容C为7.3 μF、直流侧电感L1为0.63mH、直流侧电容C0为430 μF、输出电压为60 V、输出电流为200 A、可控管G1，2开关频率为24 kHz。电压外环比例积分系数为KvP=23，KvI=7，电流内环的比例积分系数为KiP=0.4，KiI=3。

系统输出电压、电流波形如图5和图6所示，可以看出输出电压稳定在60 V，超调量近似为5%，系统调节时间近似为0.002 s。输出电流波形在输出电感很低的情况下也能稳定在200 A并且电流波形波动近似为2 A，能够达到很好效果。交流侧电流波形如图7所示，其近似为正弦波，而且畸变率为2.71%，小于5%满足国家标准。

为了验证系统快速恢复性，在0.1 s处将直流侧负载突变为原来的1倍，得到直流侧电流波形如图8所示，交流侧电流波形如图9所示。

从仿真波形可以看出直流侧输出电流由原来200 A变为100 A只需0.002 5 s，交流侧电流波形在0.1s负载突变时，经很小的波动后即可恢复正弦波形，并且畸变率为3.64%。因此可以看出在保证输入电流波形近似正弦波的基础上系统具有很好的快速响应能力。

5 结语

为了解决传统三相电流型整流器的拓扑结构存在控制复杂、直流侧电感设计庞大的问题，本文研究了一种新型拓扑结构，该结构控制方法简单易于实现，并且直流侧电感设计非常小，大大降低了装置体积和重量，提高了设备功率密度。经过理论分析和实验仿真，证明了该拓扑结构抑制交流侧谐波畸变率、改善功率因数的有效性，以及提高变换器功率密度和快速响应能力的可行性。

[1]闫兴文，任春光，韩肖清，等（Yan Xingwen，Ren Chun⁃guang，Han Xiaoqing，etal）.三相电压型PWM整流器慢时标不稳定现象分析（Analysis of slow-scale instability in three-phase voltage source PWM rectifier）[J].电力系统及其自动化学报（Proceedings of the CSU-EPSA），2015，27（7）：18-23.

[2]张兴，张崇魏.PWM整流器及其控制[M].北京：机械工业出版社，2012.

[3]郭强，刘和平，彭东林，等（Guo Qiang，Liu Heping，Peng Donglin，etal）.电流型PWM整流器多环控制策略及其参数设计（Amulti-loop controlstrategy and parameter de⁃sign for current-source PWM rectifiers）[J].中国电机工程学报（Proceedings of the CSEE），2015，35（5）：1193-1202.

[4]鲍卫兵，鲍建宇，张仲超（Bao Weibing，Bao Jianyu，Zhang Zhongchao）.一种三相电流型多电平PWM整流器（Three-phasemultilevel PWM current-source rectifier）[J].电力系统及其自动化学报（Proceedings of the CSUEPSA），2007，19（6）：53-56.

[5]Kolar JW，Friedli T.The essence of three-phase PFC rec⁃tifier systems[C]//33rd International Telecommunications Energy Conference.Amsterdam，Netherlands，2011.

Analysisof Novel Three-phase PWM Rectifier w ith Low Voltage and High Current

CHEN Chao，ZHANGDairun，CHENGMan
（SchoolofElectricalEngineeringand Information，Sichuan University，Chengdu 610065，China）

In order to restrain theharmonic distortion in AC side，traditional three-phase currentpulsewidthmodulation（PWM）rectifier isusually used in application scenarioswith low voltage and high currentsystem，such as electricweld⁃ingmachine and quick charger.However，this structure has the disadvantagesof complex control，large DC filter induc⁃tance，etc.In order to overcome these defects，a new topological structure of three-phase Buck rectifier is studied，and itsworking principle，controlmethod and controller design are analyzed in detail.Theoretical analysis shows that this structure is simple and easy to implement.At last，the simulation results demonstrate that this structure can restrain har⁃monic distortion，improve power factor，and enhance the powerdensity and fast response capability of converter.

low voltage and high current；three-phase rectifier；power density；fast response capability；harmonic dis⁃tortion

TM461

A

1003-8930（2017）03-0069-05

10.3969/j.issn.1003-8930.2017.03.011

陈超（1989—），男，硕士研究生，研究方向为电气传动及其控制。Email：dq_chenchao@126.com

2015-07-13；

2016-05-02

张代润（1965—），男，博士，教授，研究方向为有源电力滤波技术、交流电机传动。Email：zhgdr@126.com

程满（1990—），女，硕士研究生，研究方向为电力电子新技术。Email：931379624@qq.com