两种CCM PFC控制器的研究

张卫平，王柏樟，张晓强

（北方工业大学电子信息工程学院，北京100144）

两种CCM PFC控制器的研究

张卫平，王柏樟，张晓强

（北方工业大学电子信息工程学院，北京100144）

PFC控制器在功率因数校正电路中起着重要作用，随着集成电路产业的发展，越来越多的PFC控制器芯片投入到市场中。PFC尺寸和性能都得到了提升，控制器芯片内部集成了数字补偿器。介绍并比较了UC3854和ICE3PCS03G两种CCM PFC控制器，分析PFC原理以及两个PFC控制器芯片的工作原理和基本功能；基于ICE3PCS03G控制器设计了一个PFC电路，对控制器的外围电路参数设计进行了分析。利用该芯片进行实验验证，保证了PFC功能和各次谐波分量，而且使用这个控制器大大降低了PFC变换器的设计成本。

功率因数校正；连续导通模式；UC3854；ICE3PCS03G

引言

非线性的开关电源在电力电子电路中的应用时，交流电经整流和大电容滤波后得到较为平滑的直流电压，只有当输入电压大于输出电压时，才会有电流流过，因此输入电流为一个时间很短、峰值很高的周期性电流，如图1所示。这种畸变的输入电流它除含有基波外，还含有丰富的高次谐波分量，使得电网产生了大量的谐波电流和无功功率，导致网侧功率因数很低，输入端的功率下降，影响电气设备的正常工作，对电网造成严重的危害。因此为了提高功率因数，必须在整流桥和滤波电容之间加入功率因数校正PFC（power factor correction）电路。控制使电网的输入电流与输入电压同相位，并与输入电压的幅值成正比，实现功率因数校正的目的，使功率因数PF接近于1。功率因数定义为：PF=，其中P为有功功率，Vrms、Irms分别为输入电压电流的有效值。

UC3854和ICE3PCS03G是两款功率因数校正控制器芯片，UC3854是一种工作于平均电流的升压型有源功率因数校正（Boost APFC）电路，使用广泛，但是控制器管脚多和外围电路元件较多；ICE3 PCS03G是一种新型的独立的连续导通模式的功率因数校正控制器，其应用电路的外围器件少，设计简单，成本相对较低，具有快速的动态响应、独特的软启动方式和完善的保护功能。

图1　Boost PFC平均电流控制电路控制框图Fig.1 Average current control bolck diagram of Boost PFC circuit

1　PFC电路的控制方法

PFC电路常用的控制方法有：峰值电流控制、电流滞环控制和平均电流控制。PFC电路的目标有两方面，一是使得输入电流与输入电压同频同相，二是稳定输出电压。本文研究的两款芯片均采用的为平均电流控制。

PFC的平均电流控制电路一般采用双环控制，分别是电压外环和电流内环。电压环采样输出电压，保持输出电压恒定；电流环采样电感电流，迫使电感电流跟踪参考电流，减小输入电流谐波。电流环的参考电流来自于电压环的输出B与前馈电压A的乘积除以C，C为正比于输入电压的平均值。乘法器的输出是一个与输入电压同频同相的电流信号，它作为电流的基准信号。除以C是为了保证高功率因数的条件下，使输入功率不随输入电压的变化而变化。前馈电压是波形因子，电压环的输出为幅度因子，电流环的参考电流为正弦半波，电感电流跟踪这个参考电流就可以实现输入电流与输入电压同频同相。可见要实现功率因数校正就必须采用SPWM控制。平均电流控制框图如图1所示。

功率因数校正电路的主电路拓扑有很多，Boost电路做功率因数校正电路有以下几点优势：①输入电流连续，EMI小，射频干扰低；②有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电流高频瞬间冲击；③输出电压大于输入电压峰值，对市电电压为100 VAC的国家和地区特别合适；④开关器件承受的电压不超过输出电压值；⑤容易驱动功率开关，其参考端点（源极）的电位为0 V；⑥可在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内保持正常工作。

Boost电路有连续导通模式CCM（continuous conduction mode）、临界模式BCM（boundang conduction mode）和断续模式DCM（discontinuous conduction mode）3种模式。CCM模式常用的有电流峰值控制法、电流滞环控制法或平均电流控制法，可以定频，也可以变频，高功率因数，要用到乘法器，适用于大功率场合。选择CCM模式。

平均电流控制法反馈的是电感电流iL，反馈的电感电流信号在误差放大器中与基准电流信号相比较，其高频（开关频率）分量的变化在电流误差放大器CA中被平均化处理。平均电流误差在CA中被放大后，与给定的锯齿波信号（载波信号）在PWM比较器中比较，提供某一占空比的PWM信号，即SPWM信号驱动开关管。这种方法中要求一个周期内的占空比由整个周期内的电流平均值决定，这在一般系统中是不可能实现的。但输入电压的变化和开关周期相比显得很缓慢，故可以利用前一个周期内输入电流的平均值来确定下一个周期的占空比。由于对电流平均化处理，故对噪声不敏感，而且THD值很小。这种方法在要求较高的场合获得了广泛的应用。

2　两种CCMPFC控制器比较

2.1UC3854控制器

UC3854是一种工作于平均电流的的升压型有源功率因数校正Boost APFC（active power factor correction）电路的控制器，其峰值开关电流近似等于输入电流，是使用广泛的APFC电路。UC3854控制器内部包括电压误差放大器、电流误差放大器、乘法器、三角波振荡器、PWM比较器、RS触发器、栅极驱动器、前馈电压端、软启动、欠压保护、峰值电流保护和基准电压模块。控制器内部结构如图2所示。

图2　UC3854控制器内部框图Fig.2 Block diagram of UC3854 controller internal

前面提到在实现PFC时需要用到乘法器，电压环输出与前馈电压相乘后除以C。在UC3854内部中乘法器输出又除以C是因为在输入电压范围较宽的情况下，会对电压环输出产生较大影响。为了使得电压环的输出不受输入电压波动的影响，必须让控制器的环路增益不依赖于输入电压的变化。具体分析如下：

乘法器的输出电压用Vm表示，假设乘法器的增益因子为Km，输入脉动电压缩小因子为Kf，电压环的输出为Ve，Ki为输入电压衰减倍数，则乘法器的输出电压表达式为

电流环按照输入电压Vin和电流检测电阻Rs建立了输入电流Iin，表达式为

理想状态下PF=1，效率为1，则由式（1）、式（2）可得

由式（3）可知，输入功率Pin和输出功率Po与Vin的平方成正比。所以用UC3854的乘法器除以C，其中C的表达式为

由式（4）可知，将乘法器除以C后，输入功率与输入电压无关。可见通过前馈电压，乘法器和除法器使得电路的环路增益不受输入电压的波动影响，减小了电压环的调节压力。即便输入电压范围较大时电压环的调节范围也能保持很窄，从而可以正常工作。使整个电路具有较好的动态响应和负载调整特性。

2.2ICE3PCS03G控制器

ICE3PCS03G基于一种新的控制方案开发出来的连续导通模式CCM的功率因数校正PFC控制器。与传统的PFC解决方案比较，这种新的集成芯片（IC）无需直接来自交流电源的正弦波参考信号，该芯片采用了平均电流控制方法，使得功率因数可以达到1。为了确保系统的安全运行，提供了各种保护措施。本文将介绍该芯片工作过程，并同时提供了测试结果。此芯片采用双列直插8管脚的封装形式，适用于低成本的PFC设计。其管脚示意如图3所示。

图3　ICE3PCS03G芯片管脚示意Fig.3 Sketch map of ICE3PCS03G chip pins

ICE3PCS03G控制器与UC3854的最大区别就是没有乘法器。ICE3PCS03G控制器内部集成了数字电压环路补偿，包括电源模块、电压环补偿模块、非线性增益（Nonlinear Gain）模块、电流环补偿模块、谐波发生器、保护模块、PWM逻辑产生模块和振荡器模块，拥有快速输出动态响应、精准的调节开关频率和较小的峰值电流限制等优势。

3　ICE3PCS03G控制器的PFC控制原理

ICE3PCS03G控制器没有乘法器，而且芯片无须直接反馈正弦波信号，但是其内部其他模块完成PFC功能。ICE3PCS03G控制器采用平均电流控制模式，其控制框图如图4所示。

图4　ICE3PCS03G控制器PFC原理Fig.4 Principle of PFC of ICE3PCS03G controller

输出电压经过分压电阻进入到芯片的6脚（VSENSE），芯片内部集成数字电压环，其中包括Sigma-delta ADC、Notch Filter、PI三部分。Sigmadelta ADC是一种高精度ADC结构，它的工作原理是由差动器、积分器和比较器构成的调制器一起组成的反馈环路把待测信号与参考信号之间的差值进行不断的累积，并通过反馈令这个差值趋于0。理想模型时，输入输出功率相等，即Ui（t）Ii（t）=UoIo（t），则输出电流的表达式为

由式（5）可知，输出电流具有二次谐波。Notch Filter就是用来滤除输出的电流二次谐波，再经过PI调节进入Nonlinear Gain。

Nonlinear Gain模块与UC3854中引入前馈电压除以C的作用是等效的，此模块的输入是电压环的输出，它的输出是电流环的输入。Nonlinear Gain模块可以看成是压控增益放大器，当输入电压或输入电流有较大波动时，会对电压环造成很大影响，这时该模块就会动作，改变增益，动作的结果就是抵消输入电压或电流波动对电压环调节的影响，从而减小电压环对输入电压的依赖，这样更有利于在输入宽范围的情况下调节，如图4所示。

另外，Nonlinear Gain模块也可以产生可变的斜波，可见电流环控制和电压环控制都和该模块有关系，因此可以理解成除以V2in。Nonlinear Gain模块受电压环输出控制产生可变的斜波信号，控制电流的大小和占空比的大小。其结构如图5所示。PWM驱动波形产生原理如图6所示，当斜波信号大于平均电感电流时开关管导通，当斜波信号小于平均电感电流时开关管关断。

图5　PWM模块结构Fig.5 PWM model structure

图6　PWM产生原理框图Fig.6 Block diagram of PWM generation principle

电感电流的采集是通过采样电阻Rs两端的电压获得的，并且电感电流被ICOMP引脚外接的电容平均后送入芯片内部PWM模块，与内部斜波信号比较产生PWM驱动波形。细化PWM模块分析如图7所示，当斜波信号高于平均化的电流波形时使得开关管导通。

图7　PWM传递函数推导原理Fig.7 Derivation principle of PWM transfer function

对于Boost PFC电路，有

因此，如果电压环路正常工作时，输出电压保持稳定为常数。占空比D应该按正弦变化，所以Vs必须按正弦变化，如果平均输入电流引入为Vs，Vs作为电流环的输入从3脚（ICOMP）获得，其波形为正弦半波，实验测得波形见图8。那么平均输入电流将会是按正弦变化，因此电路实现PFC。

图8　电流环3脚（ICOMP）输入波形Fig.8 Current loop input waveform of pin 3

另外在功率上升阶段，较高的冲击电流会导致在Rs上产生较高的负压，使得进入ISENSE引脚的电流超过上限，因此串联一个阻值为50 Ω左右电阻Rcs限制进入芯片的电流。

当输出电压降低时斜波信号的幅值增加，占空比增大，Vo增加；当输出电压增高时，斜波信号的降低，占空比降低，Vo降低，从而实现稳压。

综上所述，通过两款芯片的比较得出，相同点是两款芯片的控制方式都是CCM平均电流控制方式，由电压环和电流环共同控制；不同点较多，后者更显示出优势，如：控制器芯片封装相对前者较小；管脚数目只有前者一半；需要配置的外围器件与前者相比大大减小。从控制器内部结构来看，后者新颖之处在于将电压环做成数字控制，同时包含了输出的过压检测和欠压检测，数字电压环的控制更加精确和快速，同时将减小电压环补偿电路的配置。后者与前者比较，后者内部无乘法器，但是增加一个Nonlinear Gian模块代替乘法器实现PFC功能，且后者的电流环用了跨导运放补偿。总之后者给设计者带来了更多方便，减小了设计尺寸，同时性能得到了提高。

3.1控制器保护

ICE3PCS03G控制器包含多种保护：峰值电流限制（PCL）、输入欠压保护（BOP）、输出过压保护（OVP）和开环保护（OLP）。各种保护的条件和保护结果如表1所示。

表1　ICE3PCS03G控制器的保护Tab.1 Protection of ICE3PCS03G controller

4　ICE3PCS03G控制器的PFC电路设计

4.1样机指标

采用ICE3PCS03G控制器设计PFC电路成本低，外围电路设计简单。可适用于中等功率电路范围。设计电路的指标如下：输入电压范围85 VAC～265 VAC，输出功率300 W，输出电压380 VDC，开关频率65 kHz。

4.2电路参数设计

4.2.1开关频率设定

开关频率定在65 kHz，ICE3PCS03G控制器的4脚连接的电阻设置开关频率，由数据手册可知该电阻为67 kΩ。

4.2.2Boost电感计算

Boost电感值是由最低输入电压时对应的峰值电流决定。电感中的峰-峰值纹波电流，通常选择在最大峰值电流的20%左右。最大峰值电流为Ilinepk=

4.2.3输出电容计算

电容的选择还是主要考虑维持时间。维持时间是在电源关闭以后，输出电压仍然能保持在规定范围内的时间长度，其典型值为15～50 ms。根据能量守恒公式求出输出电容值为

式中：Δt取25 ms；Vomin取300 V，电容值300 μF。

4.2.4控制芯片外围器件参数设计

电压环的补偿是内置PI数字补偿器，外围不需要构造补偿电路。电流环的补偿是在3脚（ICOMP）进行设置的，芯片内部的电流环跨导运算放大器的输出接到3脚，在3脚的外部需要添加一个电容进行补偿。这个补偿电容不断充放电进行平均电流信号。其充放电频率满足的关系为

根据数据手册上gOTA6取值为5 ms，因此可得出补偿电容的容值为12.24 nF，故选择补偿电容值为22 nF。

输出分压电阻选择3个2 MΩ的电阻与39 kΩ电阻分压，则过压保护计算值为418 V；输入欠压保护为3个2 MΩ的电阻与110 kΩ电阻分压接到5脚，根据最低输入电压85 V计算得出。

4.3实验波形及分析

实验波形如图8～图11所示。根据上述给出的实验元件和相应的参数对实验波形进行分析。电流环的输入波形为一个正弦半波，可以从图8得出它的频率是100 Hz，为2倍工频，符合理论。实验中在110 V和220 V情况下分别获得了在半载和满载时输入电流和输入电压的实验波形，见图9（a）、（d）和图10（a）、（d），并对这两种情况进行功率因数检测，结果如图9（c）和图10（c）所示，二者都获得了0.98的功率因数。在不同输入条件下和输出负载条件下输出电压都是稳定在378 V，见图9（b）、（e）和图10（b）、（e），均符合设计要求。

图9　110V和220 V输入半载条件下输入电压、电流以及输出电压波形Fig.9 Waveforms of input voltage，input current output voltage under the condition 110 V and 220 V input with light load，input current harmonics and power factor

图10　110V和220 V输入重载条件下输入电压、电流以及输出电压波形、输入电流谐波因数和功率因数Fig.10 Waveforms of input voltage，input current and output voltage under the condition of 110 V and 220 V input with heavy load，and input current harmonics and power factor

从图11可以看出，电路有较快的动态响应。图11为输入电压220 V时负载从轻载到重载变化的动态实验结果。

图11　输入220 V负载从轻载到重载时的动态输出电压波形Fig.11 Transition of output voltage from low load to full load under the situation of 220V input

5　结语

根据前面计算的参数设计了以ICE3PCS03G为PFC控制器的PFC电路。实验中分别测得在输入电压为110 V和220 V的情况下测得轻载和重载时输入电压和电流的波形图，以及通过图9、图10比较得出，设计的电路实现了功率因数校正，输入电压电流同频同相，功率因数0.98，输出电压为378 V也很稳定。而且谐波分量符合IEC61000-3-2 Class C标准。

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Research of Two CCM PFC Controllers

ZHANG Weiping，WANG Baizhang，ZHANG Xiaoqiang
（College of Electronics Information Engineering，North China University of Technology，Beijing 100144，China）

Power factor correction controller plays vital role in power factor correction circuit，with the development of IC industry，more and more PFC controllers come into the market.Their size and performance got raise，some controllers integrated digital compensation.Two power factor correction（PFC）controllers of UC3854 and ICE3PCS03G are presented，in continuous conduction mode（CCM），and their working principle，basic functions and PFC theory are analyzed at the same time.A typical application circuit design is present based on the ICE3PCS03G controller and the design of the key elements and peripheral parameters are explicated.The experiment based on the controller ICE3PCS03G not only guarantees the PFC function and all the harmonics components but also decreases the cost.

power factor correction（PFC）；continuous conduction mode（CCM）；UC3854；ICE3PCS03G

张卫平

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.5.7

TM 464

A

张卫平（1957-），男，博士，教授，研究方向：软开关技术，照明技术，E-mail：zwp@ncut.edu.cn。

王柏樟（1991-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：电力电子技术，E-mail：wangbaizhang110@qq.com。

张晓强（1982-），男，博士研究生，研究方向：电池储能和均衡，软开关技术，E-mail：zxq@ncut.edu.cn。

2015-11-24

国家自然科学基金资助项目（51277004）；北京市高创计划资助项目（PXM2016-014212）；北京市自然科学基金B类资助项目（KZ201510009008）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51277004）；the High-level Innovative Entrepreneurial Talent Support Plan of Beijing（PXM2016-014212）；the Natural Science Fund Class B of Beijing（KZ201510009008）