高频隔离型电动汽车快速直流充电器研究

刘　闯　刘艳鹏　刘海洋　蔡国伟　何达成

(东北电力大学　吉林　132012)



高频隔离型电动汽车快速直流充电器研究

刘闯刘艳鹏刘海洋蔡国伟何达成

(东北电力大学吉林132012)

研究了一种新颖的高频隔离型电动汽车快速充电直流变换拓扑结构，在传统移相全桥变换器基础上加入简单的辅助网络实现移相全桥ZVZCS，为确保滞后桥臂实现ZVS，将移相全桥ZVZCS结构与半桥LLC谐振电路通过共享滞后桥臂相结合构成混合全桥-半桥电路，变换器以串联形式输出，由PWM移相来控制。论述了为改善传统移相全桥ZVS电路缺陷已提出的一些改进型结构，详细分析了所提出的混合型变换器的工作原理和工作特性，最后研制了15 kW的实验样机，验证了该结构的正确性和优越性。

移相全桥ZVS半桥LLC谐振电路混合全桥-半桥变换器电动汽车快速充电

0　引言

电动汽车因具有高效率及低排放的特点成为当前的研究热点[1]。电动汽车发展的瓶颈问题是电动汽车快速充电技术。快速充电器要求充电功率大，其DC-DC环节选择移相全桥变换器，传统的移相全桥电路采用移相控制方式，利用变压器漏感与开关管寄生电容的谐振实现各开关管零电压开断(Zero Voltage Switch，ZVS)，效率高，且高频软开关提高了变换器功率密度，在中大功率应用场合备受青睐。但传统的移相全桥变换器存在软开关范围窄、二次侧占空比丢失、整流二极管上存在寄生振荡以及一次侧环流损耗大等缺陷，限制了变换器的进一步推广[2]。

为了改善和消除传统移相全桥ZVS变换器存在的缺陷，近年来国内外研究学者对其进行了深入研究，并提出了很多改进方案[3-16]。其中，移相全桥(Zero Voltage and Zero Voltage Switch，ZVZCS)电路因其超前桥臂实现ZVS、滞后桥臂实现ZCS而得到广泛推广。文献[3，4]在传统移相全桥ZVS变换器基础上加入由一个电容和两个二极管组成的辅助网络构成移相全桥ZVZCS电路，本文基于双输出概念[13-16]，将移相全桥ZVZCS电路和半桥LLC谐振变换电路通过共享滞后桥臂结合起来，构成了高频隔离型混合全桥-半桥DC-DC变换器。

本文首先总结了一些改进型移相全桥变换器，详细分析了所提出混合变换器的工作原理和工作波形，分析了该变换器的工作特性，最后搭建了15kW工程样机，验证了该变换器的正确性及优越性，并给出了变换器参数以及实验波形和结果分析。

1　改进型移相全桥ZVS变换器

1.1一次侧串联饱和电感电路[5]

一次侧串联饱和电感电路主要解决占空比丢失的问题，电路结构如图1所示。

图1　一次侧串连饱和电感移相全桥ZVS变换器Fig.1　Saturable reactor seriesed in the primary side of the phase-shift full-bridge ZVS converter

饱和电感的电感值随电流大小可变，非饱和时表现为大电感，饱和时表现为小电感，利用此特性有效减小了占空比丢失，但饱和电感工作在双向磁化状态，损耗较大。

1.2增加辅助电路

实现软开关需要足够的能量使开关管寄生电容充分放电，增加辅助网络可改变能量，从而拓宽变换器ZVS的范围。图2为几种主要的加辅助网络的电路图。

图2a增加了LC辅助回路[6]；图2b增加了一个电感和两个电容；图2c增加了LCD辅助回路，这3个辅助电路都能增大用于实现软开关的能量，都在不同程度上拓宽了ZVS的范围，但其能量都是无源不可控的。图2d中滞后桥臂增加了有源开关管，构成了有源辅助回路[7]，但辅助开关管的导通时间是由所需的ZVS范围设定，辅助能量的控制缺乏实时性。

图2　增加辅助网络移相全桥ZVS变换器Fig.2　Auxiliary circuits added in the Phase-shift full-bridge ZVS converter

1.3并联自适应辅助网络

为了让辅助能量能够实时跟踪电路变化，文献[8]提出了无源辅助能量自适应思想，其中典型的是电压互补思想。

图3a为带耦合电感的自适应辅助电路[9]，利用耦合电感工作占空比与主变压器工作占空比的互补关系，使得辅助电路能量随负载变化进行自适应调节。图3b为带辅助变压器的自适应辅助电路，加入了一个变压器，一个电感和两个电容。这两个辅助电路的存储能量是实时可变的。

1.4抑制二极管寄生振荡电路

对于由变压器漏感和整流二极管寄生电容谐振而发生的二极管尖峰电压和寄生振荡，图4为几种不同的抑制电路。

图4a为RC缓冲电路，图4b为RCD缓冲电路，图4c为主动钳位缓冲电路[10]，其原理都是在整流桥换流时二极管关断，辅助电路吸收二极管振荡能量，在不同程度上抑制了振荡，但增加了额外损耗。图4d为加钳位二极管缓冲电路，当工作在CCM模式下时能有效消除振荡，当工作在DCM模式时，二极管开关条件恶劣，可靠性降低。

图3　并联自适应辅助网络的移相全桥ZVS变换器Fig.3　Self-adapting auxiliary circuits added in the Phase-shift full-bridge ZVS converter

图4　二极管寄生振荡抑制电路Fig.4　Snubber circuits to clamp oscillation for the secondary rectifier diodes

1.5移相全桥ZVZCS变换器[11]

移相全桥ZVZCS电路的超前桥臂实现ZVS原理与传统移相全桥ZVS电路相同，其滞后桥臂实现ZCS是在一次电压过零期间使一次电流置零来实现的。图5为两种移相全桥ZVZCS典型结构。

图5　移相全桥ZVZCS电路Fig.5　ZVZCS-FB-PWM converter

图5a为加饱和电感和隔直电容的结构，利用隔直电容电压反加在漏感上使漏感电流置零，饱和电感的作用是防止漏感电流反向增大；图5b中阻断电容移到二次侧，引入了主动开关管，一定程度上也消除了二极管寄生振荡。总之移相全桥ZVZCS变换器减小了占空比丢失，消除了一次侧环流，提高了变换器效率。

1.6双输出DC-DC变换器

混合型双输出DC-DC变换器[13-16]更多地应用在大功率场合，其结构有PWM-PD(Phase Delay)、PWM-PS(Phase Shift)、PWM-FM(Frequency Modulation)以及PS-FM等多种类型[14]。文献[13]中加入了由超前桥臂构成的半桥型LLC谐振变换器，使得超前桥臂上的开关得到全负载范围内ZVS，同时LLC谐振变换器的输出电压能对一次电流达到复位功能。文献[14]中介绍的双输出结构如图6所示，其仅将全桥电路和谐振电路通过滞后桥臂组合，传统移相全桥电路存在的主要缺陷并未得到解决，且其输出相互独立，变换器输出特性并未提高。

图6　双输出DC-DC变换电路Fig.6　Dualoutput converter based on PS-FM

本文在此基础上提出的混合变换器在移相全桥电路二次侧增加由电容和二极管构成的辅助电路，改善了传统移相全桥变换器电路存在的主要缺陷，同时将双输出电路串联输出，提高了变换器的整体效率以及输出性能。

2　新型混合变换器工作原理

本文所提出的混合变换器结合了移相全桥ZVZCS结构和半桥LLC谐振结构。图7为该结构的主电路图。

图7　混合变换器主电路图Fig.7　Circuit configuration of hybrid FB-HB converter

图7中主电路由移相全桥ZVZCS变换电路和半桥LLC谐振变换电路组成，两个部分串联输出；S1、S2构成超前桥臂，S3、S4构成滞后桥臂；C1～C4分别为开关管寄生电容；VD1～VD8分别为整流桥二极管；Llk1为变压器TR1漏感；Llk2为变压器TR2漏感；Lm为变压器TR2励磁电感；电容Cr为半桥LLC电路谐振电容；钳位电容Cc、二极管VDh和VDc共同构成移相全桥二次侧辅助网络。

为分析电路的稳态工作模态，首先作如下假设：①所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想器件；②输出滤波电感Lo足够大，输出电流可视为恒流源；③开关管寄生电容C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。电路在半个开关周期内一共可分为8个工作模态，其工作波形如图8所示，图中虚线圆圈部分细节波形图如图9所示。图10为变换器半周期各模态的等效电路图。

1)模态1(t0～t1)

移相全桥部分，S1和S4导通，一次侧能量传递到二次侧，变压器漏感Llk1和钳位电容Cc发生谐振，一次侧谐振电流iLr1向电容Cc充电，整流桥输出端电压为(VCc+Vo1)，t1时刻，谐振电流iLr1降为零，二极管VDc关断。此阶段一次侧能量通过电感Lo通路以及Cc和VDc通路共同传递给负载。谐振电流iLr1的谐振频率为

图8　变换器工作波形图Fig.8　Operation waveforms of hybrid converter

图9　图8中的工作波形细节图Fig.9　Operation detail waveforms of Fig.8

图10　各模态等效电路图Fig.10　Equivalent circuits for each operating mode

(1)

式中，n1=N12/N11。

半桥LLC谐振电路部分，S4导通，二次侧二极管VD6和VD7导通，一次侧向二次侧传递能量。励磁电感Lm上的电压被钳位至(-n2Vo2)，所以励磁电流iLm线性下降，励磁电感Lm不参与谐振，半桥LLC谐振频率为

(2)

2)模态2(t1～t2)

移相全桥部分，S1和S4导通，谐振电流iLr1为零，二极管VDc关断，由于二极管的单向导通性，负的谐振电流被阻断，整流桥输出端电压为n1Vab，此时n1Vab>VCc(t1)，二极管VDh也处于关断状态，由于整流侧到负载没有通路，所以VCc保持恒定，此阶段一次侧能量仅通过电感Lo传递给负载。半桥LLC部分，S4继续导通，状态与模态1相同。

3)模态3(t2～t3)

移相全桥部分，t2时刻，S1关断，一次电流ipri1从

S1支路转移到电容C1和C2支路，C1充电，C2放电，VC1上升，VC2下降，一次电压VAB线性减小，如式(3)所示，二次电压同时也减小。半桥LLC部分，S4继续导通，状态与模态1相同。

(3)

4)模态4(t3～t4)

移相全桥部分，t3时刻，整流桥输出电压减小到谐振电容电压VCc，此时二极管VDh导通，整流桥输出电压被钳位到VCc，变压器二次侧折算到一次侧的电压与一次电压之差加在漏感Llk1上，使得一次电流ipri1开始减小，此阶段变压器一次电压VAB以几乎相同的速率减小，而由于二次侧钳位电容VCc的存在，一次电流的下降较模态3变缓。一次电流和一次电压可表示为

ipri1=n1iLo(t)cos(ωbΔt2)

(4)

(5)

半桥LLC部分，S4导通，状态与模态1相同。

5)模态5(t4～t5)

移相全桥部分，t4时刻，寄生电容C2完全放电，VAB为零，开关管S2体二极管导通，S2开通实现ZVS，变压器二次侧折算到一次侧的电压全部加到漏感上，一次电流ipri1减小，速率增大。半桥LLC部分，S4导通，状态与模态1相同。

6)模态6(t5～t6)

移相全桥部分，t5时刻，一次电流ipri1置零，整流二极管VD1和VD4关断，一次侧不再向二次侧传递能量，电容Cc向负载提供能量，VCc开始减小。半桥LLC部分，S4继续导通，状态与模态1相同。

7)模态7(t6～t7)

t6时刻，半桥LLC电路一次电流ipri2与励磁电流iLm相等，励磁电感Lm电压不再被钳位，LLC电路一次侧不再向二次侧传递能量，t7时刻，S4关断，此阶段结束，该阶段内，电容Cr与变压器漏感和励磁电感同时参与谐振，谐振频率变为

(6)

对于移相全桥电路，VCc继续减小，若VCc减小到零，则整流桥二极管会导通续流，为了使一个周期内输入端传递更多能量，设计时使VCc维持在一定范围内而不降为零。

8)模态(t7～t8)

t7时刻，S4关断，对移相全桥部分，电容Cc继续向负载供电。半桥LLC部分，S4关断，谐振电流ipri2给C3放电、C4充电，整流二极管VD5和VD8导通，C3放电完成后，体二极管导通，为S3开通实现ZVS做准备。

3　所提出的混合变换器工作特性

3.1软开关的实现条件

1)超前桥臂ZVS的实现

该混合型结构超前桥臂的ZVS是通过开关管寄生电容与变压器漏感发生谐振而实现的，需满足

Tdead>Δt1+Δt2

(7)

式中Δt1和Δt2由式(3)和式(4)得到。

2)滞后桥臂ZVS实现以及半桥LLC电路整流侧ZCS实现

该混合型结构滞后桥臂ZVS通过半桥LLC谐振电路实现，其工作在谐振频率条件下，且当谐振电流等于励磁电流时，变压器TR2一、二次侧断开，无能量传输，励磁电流与负载无关，所以滞后桥臂可在全负载范围内实现ZVS。此阶段整流侧二极管电流置零，二极管ZCS得以实现，消除了二极管反向恢复损耗和电压振荡。

3.2变换器串联双输出

移相全桥ZVZCS电路与半桥LLC谐振电路输出串联，变换器整体的输出通过移相全桥ZVZCS电路来控制。移相全桥ZVZCS电路输出电压为

Vo1=n1VdcD

(8)

式中，n1=N12/N11；D=2Ton/Ts。

对于半桥LLC谐振电路，当其工作在谐振频率时，电压增益恒定，与负载无关，其输出为

(9)

式中，n2=N22/N21。所以变换器整体输出为

(10)

随着占空比D的不同，移相全桥输出占总输出的比重不同。由于输出端串联，半桥LLC变换器输出电流随移相全桥ZVZCS变换器输出电流变化。

移相全桥变换电路和半桥LLC谐振电路的输出功率分别为

P1≅n1VdcDi0

(11)

移相全桥变换器和半桥LLC谐振电路的输出功率占总输出功率的比重分别为

(12)

本文提出的变换器应用在电动汽车快速充电装置中，输入电压一般为760 V，输出电压200～500 V，设计中，半桥LLC电路固定输出250 V(n2=0.66)，移相全桥部分输出0～250 V(n2= 0.32)，故

(13)

低占空比时，半桥LLC电路传输能量多于移相全桥电路，变换器效率提高。

3.3移相全桥整流侧输出电压

由于移相全桥电路二次侧加入了由钳位电容Cc和二极管VDh和VDc组成的辅助电路，整流侧电压被钳位在(VCc+Vo1)，由文献[4]得，整流侧峰值电压与占空比D有关

VR1-peak=nVdc(2-D)

(14)

整流侧峰值电压和占空比呈反比关系，通常为了提高变换器效率，会增大占空比D，这样整流侧峰值电压减小，二极管应力减小，同时减小了一次侧环流损耗[4]。

3.4移相全桥电路占空比丢失以及环流损耗

移相全桥二次侧加入钳位电容Cc，不仅使得在电路续流期间，Cc电压加在变压器漏感Llk1上，一次电流迅速降为零，大大减小了环流损耗，同时，钳位电容Cc的存在钳住了整流侧电压，改善了整流侧电压尖峰和振荡，同时在一次电流置零后，钳位电容Cc电压继续给负载供电，变换器二次侧的占空比基本没有丢失。

移相全桥变换器在二次侧加入由一个电容和两个二极管构成的辅助电路，钳位电容Cc和变压器漏感Llk1发生谐振，谐振电流会流过一次侧，故电容Cc的选值特别重要，若参数设计不当，谐振电流可能会引起一次侧尖峰现象，同时合理设计电容Cc取值，会有效钳住整流侧电压VR1，在实际系统中要对电容Cc选值进行优化。

4　样机参数和实验结果分析

4.1实验参数

为了验证该混合型变换器的工作原理以及其优越性，设计并搭建了一台15 kW的实验样机。电动汽车快速充电DC-DC接口，其输入电压为760 V，端口输出电压为200～500 V，其中设定移相全桥电路输出Vo1为0～250 V，半桥LLC部分Vo2固定输出250 V，变换器工作频率为45 kHz，移相全桥谐振电路的谐振频率fr1约为78 kHz，半桥LLC谐振电路的谐振频率fr2约为 48 kHz。

该混合型电动汽车快速直流充电装置实物图如图11所示，驱动部分采用DSP控制。表1列出了变换器的主要电路参数。

图11　所提出变换器装置实物图Fig.11　Experimental prototype of proposed converter表1　电路主要元件Tab.1　Circuit components

参数数值移相全桥变压器TR1漏感Llk1/μH35.26移相全桥变压器钳位电容Cc/μF0.33移相全桥滤波电感Lo/μH500移相全桥滤波电容Co1/μF30半桥LLC变压器TR2漏感Llk2/μH16.4半桥LLC变压器TR2励磁电感Lm/μH384半桥LLC谐振变换器谐振电容Cr/μF0.66半桥LLC变换器滤波电容Co2/μF30

4.2实验波形分析

实验时，占空比D为0.75，以下实验波形均是在输入电压760 V、输出电压500 V条件下测得。

图12为输入电压760 V，在不同负载条件下(10%负载、30%负载、50%负载、满载)，变换器超前桥臂和滞后桥臂的ZVS实现示意图。

图12　超前桥臂和滞后桥臂实现ZVS波形图Fig.12　ZVS waveforms of leading leg and lagging leg

变换器的超前桥臂实现ZVS是依靠开关管寄生电容与变压器漏感发生谐振，故其ZVS范围与负载情况有关。从图12中可看出，在10%负载时，由于负载电流较小，超前桥臂尚未实现ZVS，在30%负载时，超前桥臂处于ZVS临界，在50%负载以及满载时，超前桥臂完全实现了ZVS，说明该变换器超前桥臂有较宽的ZVS范围。

变换器的滞后桥臂依靠半桥LLC谐振电路实现ZVS，半桥LLC谐振电路的桥臂实现ZVS与负载情况无关，故从图12中可看出，该变换器滞后桥臂在10%负载、30%负载、50%负载以及满载时，均可完全实现ZVS。

图13为输入电压760 V，在不同负载条件下(10%负载、50%负载、满载)，变换器开关管S3电压波形以及变压器TR1一次电流ipri1和变压器TR2一次电流ipri2波形。

图13　S3电压波形以及ipri1和ipri2电流波形Fig.13　Waveforms of VAB and ipri1、ipri2

从图13中可看出，在不同负载条件下，如若不考虑半桥LLC电路，变换器上半部分移相全桥电路由于二次侧辅助网络的加入，S3关断之前，一次电流已经置零，滞后桥臂实现了零电流开通和零电流关断。整个变换器的滞后桥臂在开关管关断时，ipri1置零，仅流过半桥LLC谐振电路一次电流ipri2，大大减小了环流损耗。

图14为变换器在50%负载和满载条件下，移相全桥变压器TR1一次电压VAB以及整流侧电压VR1波形。由图可看出，加入辅助谐振网络后，整流桥电压被钳位在(VCc+Vo1)，无需额外吸收电路，另外，移相全桥电路存在占空比丢失的问题，且负载越重，占空比丢失越严重，从图中可看出，50%负载时，占空比丢失约为5.8%，满载时，占空比丢失约为9.1%，但相比于传统的移相全桥电路，该变换器加入辅助谐振网络后，二次侧占空比丢失很小，一次侧能量能更多地传递到二次侧。

图14　变压器TR1一次电压和整流桥电压波形Fig.14　Waveforms of primary voltage VAB of transformer TR and rectifier voltage VR1

图15为变换器满载时，半桥LLC谐振电路变压器TR2一次电压、电流和二次电流波形。由图可看出，半桥LLC谐振变换电路工作在谐振频率下，在续流阶段实现了滞后桥臂ZVS，整流侧二极管工作在ZCS状态。

图15　TR2一次电压、电流和二次电流波形Fig.15　Waveforms of primary voltage and current of TR2 and secondary current

图16为所提出的变换器的整机变换效率曲线。由图可看出变换器在整个负载范围内具有较高的变换效率，变换器在负载为7.8 kW时，效率达到最大值98.29%。

图16　变换器所测效率Fig.16　Measured efficiency of the proposed converter

实际系统中要实现快速充电，则变换器输出电流一般要达到100 A，本文实验验证部分设计了15 kW的样机来验证所提出变换器的工作原理和优越性，可在本文实验基础上通过多模块级联或提高器件的耐压耐流能力来实现大功率快速充电。

5　结论

本文研究了一种新颖的高频隔离型电动汽车快速充电直流变换结构，结合移相全桥ZVZCS电路和半桥LLC谐振变换电路，构成滞后桥臂ZVS共享型混合全桥-半桥DC-DC变换器，分析了该变换器的工作原理和工作特性，为验证结构的正确性与优越性，搭建了15 kW实验样机，并分析了实验结果，该变换器超前桥臂有较宽的ZVS范围，半桥LLC谐振电路使其滞后桥臂能在全负载范围实现ZVS以及整流侧ZCS，移相全桥电路二次侧加入辅助谐振网络，能够在续流阶段使得一次电流迅速置零，从而减小环流损耗，同时钳住整流管电压。辅助谐振网络使一次侧功率更多地传递到负载，且变换器输出端串联提高了变换器效率。该结构可广泛应用于电动汽车快速充电领域，对电动汽车快速充电站的研究具有重要意义。

[1]何正东.基于DSP+CPLD的ZVZCS大功率电动汽车充电电源研究[D].广州：华南理工大学，2013.

[2]张欣，陈武，阮新波.一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM变换器[J].电工技术学报，2010，25(3)：81-88.

Zhang Xin，Chen Wu，Ruan Xinbo.A novel ZVS PWM phase-shifted full-bridge converter with controlled auxiliary circuit[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2010，25(3)：81-88.

[3]张勇强，金新民，张斌斌，等.改进型移相全桥ZVZCS直流变换器[J].变流技术与电力牵引，2007(1)：33-38.

Zhang Yongqiang，Jin Xinmin，Zhang Binbin，et al.An improved full bridge phase-shift ZVZCS-PWM DC/DC converter[J].Converter Technology and Eelectric Traction，2007(1)：33-38.

[4]Cho J G，Baek J W，Jeong C Y，et al.Novel zero-voltage and zero-current-switching full-bridge PWM converter using a simple auxiliary circuit[J].IEEE Transactions on Industry Applications，1999，35(1)：15-20.

[5]李剑，康勇，孟宇，等.带饱和电感的移相全桥零电压开关PWM变换器[J].电力电子技术，2000，2(4)：13-15，25.

Li Jian，Kang Yong，Meng Yu，et al.Applicaion of a PS-FB-ZVS-PWM converter with saturable inductor[J].Power Electronics，2000，2(4)：13-15，25.

[6]袁进行，马瑞卿，樊平.带辅助谐振的移相全桥ZVS DC/DC变换器研究[J].电力电子技术，2008，42(5)：23-25.

Yuan Jinxing，Ma Ruiqing，Fan Ping.Research on phase-shifted ful1-bridge ZVS DC/DC converter[J].Power Electronics，2008，42(5)：23-25.

[7]刘伟明，朱忠尼，张华，等.一种带辅助桥臂的移相全桥软开关变换器分析[J].电力电子技术，2010，44(2)：40-41，79.Liu Weiming，Zhu Zhongni，Zhang Hua，et al.Analysis of a phase-shifted full-bridge soft-switching converter with parallel assistant bridge-leg[J].Power Electronics，2010，44(2)：40-41，79.

[8]陈仲，张鑫，季飚，等.一种基于变压器串联和新型辅助网络的ZVS移相全桥变换器[J].电工技术学报，2009，24(12)：95-101.

Chen Zhong，Zhang Xin，Ji Biao，et al.A ZVS phase-shifted full-bridge converter with series-connection of transformer and auxiliary network[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24(12)：95-101.

[9]陈仲，陈淼，季锋，等.一种采用新型无源辅助网络的ZVS全桥变换器[J].电工技术学报，2012，27(11)：146-152.

Chen Zhong，Chen Miao，Ji Feng，et al.Novel shift-phase full-bridge converter with zero-voltage switching[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27(11)：146-152.

[10]刘松斌，费跃，段志伟.新型移相全桥零电压开关PWM变换器[J].电工技术学报，2011，26(S1)：1-7.

Liu Songbin，Fei Yue，Duan Zhiwei.Novel shift-phase full-bridge converter with zero-voltage switching[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2011，26(S1)：1-7.

[11]朱艳萍.移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述[J].电源技术应用，2004，7(1)：61-64.

Zhu Yanping.Summarization of phase-shifted full-brige ZVZCS DC/DC converter[J].Power Supply Technologies and Application，2004，7(1)：61-64.

[12]王志霞，贾云峰，赵文涛，等.一种新型的无开关应力PWM软开关变换器的研究[J].东北电力学院学报，2003，23(6)：61-64.

Wang Zhixia，Jia Yunfeng，Zhao Wentao，et al.Study of a new PWM soft-single-switched converter without switching stresses[J].Journal of Northeast Dianli University，2003，23(6)：61-64.

[13]Yu Wensong，Lai J S，Lai W H，et al.Hybrid half-and full-bridge converter with high efficiency and full soft-switching range[C]//2011 Energy Conversion Congress and Exposition，Phoenix，AZ，2011：3080-3087.

[14]Chen Yu，Pei Xuejun，Peng Li，et al.A high performance dual output DC-DC converter combined the phase shift full bridge and LLC resonant half bridge with the shared lagging leg[C]//2010 Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Palm Springs，CA，2010：1435-1440.

[15]Lai J S，Miwa H，Lai W H，et al.A high-efficiency on-board charger utilitzing a hybrid LLC and phase-shift DC-DC converter[C]//2014 International Conference on Intelligent Green Building and Smart Grid，Taipei，2014：1-8.

[16]Yu Wensong，Lai J S，Lai W H，et al.Hybrid resonant and PWM converter with high efficiency and full soft-switching range[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(12)：4925-4933.

Quick DC Charger for High-frequency Isolation Electric Vehicles

Liu ChuangLiu YanpengLiu HaiyangCai GuoweiHe Dacheng

(Northeast Dianli UniversityJilin132012China)

A novel quick charging DC converterfor high-frequency isolation electric vehicles is proposed in this paper.Based on traditional phase-shift full-bridge zero-voltage-switch pulse-width-modulation (PS-FB-ZVS-PWM) converter，a simple auxiliary circuit added in the secondary can provide zero-voltage-zero-current-switch (ZVZCS) conditions.To ensure the switches in the lagging leg operating at fully ZVS condition，the phase-shift full-bridge converter shares the ZVS lagging leg with the half-bridge (HB) LLC resonant converter，which constitutes the hybrid FB-HB circuit.The dual outputs of the converter are connected in series and the whole DC-output voltage can be regulated by the PWM phase-shiftcontrol.Specifically，in this paper，firstly，the paper summarizes some improved full bridge PS ZVS-PWM converters aiming at eliminate the drawbacks.Then the operation principles and characteristics of the proposed converter are illustrated in detail.In the end，the validity and superiority of the proposed converter are verified by a 15 kW experimental prototype.

Phase-shift full-bridge ZVS，half-bridge(HB) LLC resonant converters，hybrid full-bridge-half-bridge converter，electric vehicle quick charge

2015-01-08改稿日期2015-11-20

TM46

刘闯男，1985年生，博士，副教授，研究方向为能源互联网柔性功率变换与空间无线电力传输技术。

E-mail：victorliuchuang@163.com(通信作者)

刘艳鹏男，1990年生，硕士研究生，研究方向为高频直流功率变换技术。

E-mail：328339135@qq.com

国家自然科学青年基金(51307021)和吉林市科技计划项目(201414002)资助。