高压大容量五电平逆变器共模电压抑制研究

郭小强　贺　冉　张纯江

(燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室　秦皇岛　066004)



高压大容量五电平逆变器共模电压抑制研究

郭小强贺冉张纯江

(燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室秦皇岛066004)

以一种新型五电平逆变器为研究对象，首先对其工作原理进行了分析；然后根据开关状态分布特点提出一种消除共模电压的调制策略，该调制策略不仅能实现系统共模电压为零，同时还解决了飞跨电容电压平衡问题；最后在Matlab/Simulink环境下对传统调制策略和该文提出的新型调制策略进行对比研究，结果验证了所提出方案的有效性。

多电平逆变器五电平逆变器共模电压脉宽调制

0　引言

多电平变换器具有开关管压降低、输出波形谐波含量少、开关频率低和开关损耗小等优点，广泛应用在高压大容量场合和电机传动系统中[1-3]。目前，多电平变换器的拓扑结构主要包括二极管钳位型、飞跨电容型、级联型和其他新型拓扑[4-9]。

然而，多电平变换器在应用中会产生共模电压。高频变化的共模电压会在电动机上耦合出很大的轴承电压和电流，导致电动机损耗增加，同时缩短电动机使用寿命，严重时会发生人身事故。同时，共模电压的存在会降低电动机系统的可靠性，产生电磁干扰问题。为了解决该问题，国内外高校和研究机构开展了广泛而深入地研究。文献[10-12]从调制角度分析和解决了级联型逆变器的共模电压问题，但级联型逆变器所需的开关管数量较多，还存在多个独立直流电源单独供电的问题。对于二极管钳位型逆变器，文献[13-15]以三电平逆变器为研究对象，并取得了很好的共模电压抑制效果。针对其他类型的多电平逆变器，文献[16]提出了一种基于四电平逆变器的共模电压抑制方法，文献[17]对五电平空间矢量进行了分析，并提出了减小共模电压幅值的方法。然而，上述文献均未考虑电容电压对逆变器的影响。实际上，电容电压平衡问题是多电平逆变器运行中需要解决的关键问题之一[18，19]。因此，既能解决电容电压平衡问题，同时可实现系统共模电压抑制的解决方案有待进一步研究。文献[20]提出一种新型五电平嵌套式中点钳位(Nested Neutral Point-Clamped，NNPC)拓扑，该拓扑可以解决电容电压平衡问题，但未对共模电压问题进行分析。

本文以五电平NNPC拓扑为研究对象，首先对该拓扑共模电压进行了分析，进而提出一种新型控制方案，该方案不仅能实现电容平衡，同时还能实现系统共模电压的有效抑制。最后对该方案进行了验证。

1　五电平逆变器共模电压分析

1.1五电平NNPC拓扑工作原理分析

图1为五电平NNPC拓扑，每相由8个开关管、2个二极管和3个飞跨电容组成。以a相为例，通过对电容的充放电控制，电容Ca1和Ca2的电压幅值需要稳定在Vdc/4，而电容Ca3需要稳定在3Vdc/4。五电平NNPC拓扑对应的5种电平状态如式(1)所示。

(1)

式中，Sx为逆变器输出电平数，其中x=a，b，c。输出电压为Vdc/2时只有1种开关状态，输出电压为Vdc/4时有3种开关状态，输出电压为0时有4种开关状态，

输出电压为-Vdc/4时有3种开关状态，输出电压为-Vdc/2时只有1种开关状态。

图1　五电平NNPC拓扑原理图Fig.1　Schematic of five-level NNPC inverter

表1为五电平NNPC拓扑12种开关状态对应的8个开关管的通断状态和冗余状态对电容充放电的影响及对应的输出电平。为方便分析，开关状态用字母(a)～(l)表示。其中，2电平只存在1种状态，用(a)表示；1电平存在3种冗余状态，用字母(b)～(d)表示；0电平存在4种冗余状态，用字母(e)～(h)表示；-1电平存在3种冗余状态，用字母(i)～(k)表示；-2电平存在1种状态，用字母(l)表示。

表1　五电平NNPC拓扑开关状态对应表Tab.1　Switching states of the five-level NNPC inverter

注：“D”表示电容放电，“C”表示电容充电。

1.2五电平NNPC拓扑共模电压分析

图1中系统的共模电压定义为[17]

VCM=(Van+Vbn+Vcn)/3

(2)

其中，相电压与逆变器电平满足

(3)

定义Ssum为Sa、Sb、Sc之和，则Ssum可表示为

Ssum=Sa+Sb+Sc

(4)

联立式(2)～式(4)得

(5)

由式(5)得，共模电压与逆变器开关状态选取有关。表2为不同共模电压对应的开关状态数量。从表中可看出，共模电压为零时存在19个不同的开关状态，如表3所示，它们满足

Sa+Sb+Sc=0

(6)

为了突出共模电压为零的开关状态，图2中五电平空间矢量只列出了零共模电压时的电压矢量。从图2中可看出，共模电压为零的开关状态在矢量空间上是对称的。对于不同扇区的电压矢量，都可以折射

表2　共模电压与开关状态对应表Tab.2　Common-mode voltage and switching states

表3　共模电压为零的开关状态Tab.3　Switching states with zero CMV

图2　五电平NNPC拓扑电压矢量图Fig.2　Space vector diagram in five-level NNPC inverter

到第一扇区中。以第一扇区的10-1为例，电压矢量01-1、-110、-101、0-11和1-10通过角度变换都可以与第一扇区的10-1对应。因此，在不考虑电容平衡问题的前提下，通过合理选择电压矢量，安排合适的电压矢量作用顺序和矢量作用时间，可实现逆变电路的正常工作。

2　共模电压抑制控制策略

2.1双载波实现共模电压抑制

根据上文分析可知，开关状态不同引起共模电压幅值发生变化，因此传统载波层叠无法消除共模电压。以图2中扇区A1的三角阴影部分为例，当参考电压矢量位于该阴影部分时，组成三角形的3个电压矢量中只含1个共模电压为零的开关状态(10-1)，因此系统共模电压不为零。

图3a为三电平空间矢量分布图，图3b为图2旋转30°后的空间矢量图。在图3a所示的三电平电压矢量中，一共存在27个电压矢量，其中存在7组冗余矢量。从空间矢量的角度讲，相同位置的冗余矢量对合成参考电压矢量的作用是相同的，因此，在三电平逆变电路中，实际作用的电压矢量共计19个(不考虑其他冗余状态)，其数量恰好与五电平共模电压为零的电压矢量数目相同。比较图3a和图3b，共模电压为零的五电平电压矢量可看作与三电平电压矢量存在一一对应关系，如表4所示。例如五电平电压矢量“20-2”与三电平电压矢量“200”对应，五电平电压矢量“10-1”与三电平电压矢量“211”或“100”对应。

图3　空间矢量图Fig.3　Space vector diagram

由表4可知，当出现三电平电压矢量的任意一个电压矢量时，都存在一个共模电压为零的五电平电压矢量与之对应。因此，在实现三电平调制策略的基础上，通过表4中的电压矢量对应关系，不仅能够使逆变电路正常工作，还可实现五电平NNPC拓扑共模电压为零。

表4　电压矢量对应表Tab.4　Relationship between three-level inverter voltage vector and five-level inverter voltage vector

对于如何实现三电平调制策略，存在空间矢量调制和双载波调制两种方法。考虑到二者具有等效性，且空间矢量调制存在计算繁琐及实现复杂等缺点，本文采用双载波层叠调制。

上文中，共模电压为零的前提条件是五电平NNPC拓扑的9个电容能实现电容电压平衡。下面详细介绍电容电压平衡控制策略。

2.2飞跨电容电压平衡控制

表1所示的12种开关状态，除电平“2”和“-2”外，其余10种开关状态均对电容充放电造成影响，即每相的3个电容电压幅值变化影响开关状态是否按理想电平输出。电容Cx1和Cx2(x=a，b，c)电压参考幅值为Vdc/4，电容Cx3参考幅值为3Vdc/4。以a相为例，定义飞跨电容端电压变化量为

ΔVC1=VC1-Vdc/4

(7)

ΔVC2=VC2-Vdc/4

(8)

ΔVC3=VC3-3Vdc/4

(9)

开关状态(b)～(k)对电容的充放电受电流方向的影响。以(b)为例，当电流ix>0时，电容Cx1进行充电；当电流ix<0时，电容Cx1进行放电。很明显，电流方向与负载功率因数有关，这是一个不可控的因素。因此，不能通过某个电平只选择一个开关状态来实现拓扑电容的充放电平衡控制。

五电平NNPC拓扑中，电容Cx1和Cx2可看作是对称关系，并且二者的参考幅值设置也相同，均为Vdc/4。从电平的角度讲，五电平中电平“2”和“-2”可以看作对称关系，电平“1”和“-1”可以看作对称关系。结合表1中五电平NNPC拓扑的开关状态分布，只有电平“1”、“0”、“-1”存在冗余状态，电容平衡控制思路为：选择电平“1”控制电容Cx1和Cx3；选择电平“-1”控制电容Cx2和Cx3；选择电平“0”控制电容Cx1和Cx2。具体控制方法以表格的形式列出，如表5～表7所示。按照表5～表7对飞跨电容的控制可实现五电平NNPC拓扑电容实现动态平衡。

表5　飞跨电容控制表(Sx=1)Tab.5　Control table for capacitor voltage (Sx=1)

表6　飞跨电容控制表(Sx=-1)Tab.6　Control table for capacitor voltage (Sx=-1)

表7　飞跨电容控制表(Sx=0)Tab.7　Control table for capacitor voltage (Sx=0)

2.3双载波整合PWM方案

上文提及的电容电压平衡方案可应用到五电平NNPC拓扑任意调制方案中。为了能更好地阐述本文提出的控制策略，对PWM方案进行整合，控制策略可分为3部分：①采用双载波层叠调制实现三电平电压矢量输出；②通过表4实现三电平电压矢量与五电平电压矢量一一对应，使五电平NNPC拓扑工作在共模电压为零的开关状态；③通过对电容电压变化量和输出电流方向采样来选取合适的冗余电平状态。其选择策略参照表5～表7。PWM整合方案控制框图如图4所示。和传统空间矢量调制相比，本文提出的调制方法计算量小；和传统载波调制相比，本文提出的调制方法将载波数量由4个减少为2个，原理简单、易于实现。

图4　五电平NNPC拓扑控制框图Fig.4　The control diagram of five-level NNPC inverter

3　仿真验证

3.1稳态分析

为了验证本文提出的控制方法的正确性与有效性，在Matlab/Simulink环境下对五电平NNPC拓扑进行了仿真，仿真参数如表8所示。

表8　仿真参数表Tab.8　Simulation parameters

图5为不同调制下系统仿真波形。其中，图5a采用传统载波层叠调制，图5b采用本文提出的载波调制。两种调制策略输出线电压均为9电平。对线电压进行快速傅里叶分析，传统载波层叠调制下线电压基波幅值为9 883 V，THD为17.32%；本文所提出载波调制下线电压基波幅值为8 578 V，THD为37.41%。比较线基波电压幅值和线电压THD可看出，所提出的调制策略不足之处在于基波电压幅值略低，电压THD略高，两者区别的主要原因是所提出的载波调制下只选择共模电压为零的开关状态。然而，系统在传统载波层叠调制下，共模电压最大值为2 000 V(Vdc/6)，最小值为-2 000 V(-Vdc/6)，共模电压变化范围为Vdc/6，Vdc/12、0、-Vdc/12和-Vdc/6，说明传统载波调制无法消除共模电压。所提出的双载波调制策略选取了共模电压为零的开关状态，因此共模电压得到有效抑制。

图5　仿真波形Fig.5　Simulation waveforms

3.2暂态分析

为了进一步验证本文所提出调制策略的有效性，在Matlab/Simulink环境下进行系统半载到满载的仿真。在仿真时间t=0.1 s时负载进行突变，负载从半载突变为满载。图6为双载波调制下系统的仿真波形。

图6　负载从半载到满载时仿真波形Fig.6　Simulation results from half to full loads

负载突变后，电流幅值变大，系统具有较好的动态性能。同时，负载突变前后，系统的共模电压和飞跨电容电压波形均与系统稳态时相近。共模电压仍保持为零，而电容电压的幅值一直稳定在9 kV(3Vdc/4)和3 kV(Vdc/4)，从而验证了本文所提出的方法具有良好的稳态性能和动态性能。

3.3电容电压平衡方案分析

为了验证本文飞跨电容电压平衡方案的性能，在仿真时间t=0.05 s时取消对飞跨电容的控制，t=0.1 s时恢复对飞跨电容的控制，波形如图7所示。

图7　电容平衡控制方案工作和不工作时仿真波形Fig.7　Simulation results with and without capacitor balancing control

当取消对飞跨电容的控制时，电容电压偏离参考值，电容Cx1和Cx2电压幅值下降，而电容Cx3电压幅值上升，因此，逆变器输出电压幅值发生变化。由式(2)得，系统的共模电压也会受到影响，呈高频变化。当电容电压偏离参考电压越来越大时，共模电压幅值的变化范围也越来越大。当恢复对电容的控制时，无论是电容电压还是共模电压，均能很快恢复到正常运行状态，说明本文提出的电容电压平衡控制方案具有较好的动态性能。

4　结论

本文针对新型五电平逆变器共模电压抑制问题，提出一种新型调制策略，并进行了验证，得出以下结论：采用传统载波调制策略，由于开关状态较多，因此无法消除共模电压；本文提出的新型载波调制策略选取共模电压为零的开关状态，因此可有效消除系统共模电压，同时具备电容电压平衡能力。此外，和传统载波调制策略相比，本文提出的调制方法将载波数量由4个减少为2个，原理简单、易于实现。最后，仿真结果验证了本文所提出的方法具有良好的稳态性能和动态性能。

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Common-mode Voltage Reduction of High Voltage High Power Five-level Inverters

Guo XiaoqiangHe RanZhang Chunjiang

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China)

In this paper，anovel five level inverteris discussed.The operation principle is analyzed firstly.A new modulation strategy is proposed to suppress the common-mode voltage according to the switching states.The strategy is able to eliminate the common-mode voltage (CMV) and balance of the voltage over the capacitor.Finally，simulations and performance comparisons of the conventional and proposed modulation strategies are carried out in MATLAB/Simulink.The results verify the effectiveness of the proposed method.

Multilevel inverter，five-level inverter，common-mode voltage，pulse width modulation

2015-04-28改稿日期2015-12-20

TM464

郭小强男，1979年生，博士，副教授，IEEE Senior Member，研究方向为多电平变换器、光伏发电和微电网技术。

E-mail：gxq@ysu.edu.cn(通信作者)

贺冉男，1991年生，硕士研究生，研究方向为多电平变换器和光伏发电。

E-mail：1015612928@qq.com

国家自然科学基金(51477148)和河北省杰出青年基金(E2016203133)资助项目。