一种可实现宽范围电压输出的DC-DC变换器设计

孙宝文

（广东科学技术职业学院机械与电子工程学院，广东珠海519090）



一种可实现宽范围电压输出的DC-DC变换器设计

孙宝文*

（广东科学技术职业学院机械与电子工程学院，广东珠海519090）

摘要：提出了一种实用的可实现宽范围电压输出的平方型变换器，分析了该变换器工作原理，对主电路中的功率管、变压器、二极管、输出电容和输出电感等参数进行了设计。根据设计的结果，制作了变换器，并利用示波器采集了该变换器样机重要元器件的工作波形；对样机效率进行考察，全负荷工作效率在80%以上，占空比最大为0.65，验证了设计的正确性。

关键词：平方型变换器；宽范围电压；设计；占空比；效率

目前，直流变换器通常都是恒压或是恒流型的，但在某些特定的场合，DC/DC转换装置需要适应宽范围的输入电压或需要满足宽范围输出电压的要求，这就意味着该类变换器应具有较宽的电压转换比范围。

在已有的一些文献中，宽范围转换的变换器研究成果很多，如RCD复位双管正激型DC-DC变换［2］，适用于高压宽范围输入的交错串并联正激变换器［1］，交错并联Boost-LLC变换器［3］，有源箝位正激变换器［4］等，创新点很多，但已有的拓扑结构电路大多较复杂，成本较高，市场尚无见到应用，实用性不够。

基于此种原因，本文设计了一种PWM平方型变换器，应用在实际的通信电源中，该变换器的电压转换比M是占空比D平方的函数，可以工作在较大的占空比，实现宽范围电压输出，尤其是在输入电压很高时能够得到很低输出电压，市场效益显著。

1　双管隔离式PWM平方型直流变换器的工作原理

本电路为了提高变换器的功率因数，减小输入电流的谐波成分，提高开关变换器的转换效率，借鉴文献［5］的设计思路，在PWM平方型变换器实验装置之前增加功率因数校正。经过功率因数校正级的输出电压高达400 V，所以选用带隔离变压器的拓扑结构，考虑到在400 V输入的情况下，开关管的电压峰值Vds高达800多伏，这么高的电压幅值对开关管的耐压要求很高，为了降低开关管上的电压应力，采用双管PWM平方型变换器拓扑结构，见图2所示。

为了分析其工作原理，作如下假设：

（1）变换器已经工作稳定；

（2）所有开关器件均为理想器件；

（3）Ll和L2足够大，在换流过程中电感电流没有变化，相当于一个恒流源。

图2　主电路主要波形

为了拓宽占空比，该双管平方型变换器工作在电感电流连续导通模式，在一个开关周期中可以分为5个工作模态，图2是主电路理想工作情况下的主要波形。

工作模态1（t0~t1）

在t0时刻以前，高频变压器T1已经复位完毕，每个开关管承受的电压为输入电压与电感L1上的电压之和的一半，负载电流从续流二极管D3流通。在t0时刻，开关Q1和Q2同时获得触发脉冲而开通，二极管D1承受正向压降导通，流过续流二极管的电流开始向整流二极管D4换流，换流的速度受变压器的漏感的限制。

在t1时刻，整流二极管的电流上升到输出滤波电感电流，换流结束。在本模态中，输入端不向输出端提供能量。

开关模态2（t1~t2）

在t1时刻副边续流二极管和整流二极管换流结束，续流二极管D3截止，变换器开始向负载传递能量，输入电感和输出滤波电感中的电流在输入、输出电压的共同作用下线性上升。本模态一直持续到t2时刻，开关管Ql和Q2同时关断。本模态持续时间由变换器的工作占空比决定。

开关模态3（t2~t3）

在t2时刻，开关管Q1和Q2同时关断，二极管D1承受反压截止，原边的箝位二极管D5和D6导通，流过电感L1的电流经续流二极管D2流通，开关管Ql上电压为输入电压和电感L1上电压之和，开关管Q2上电压为输入电压，变压器原边加上负电压，在该负电压的作用下，整流二极管D4的电流向续流二极管D3换流，换流的速度受输入电压和变压器漏感的限制。该模态持续到t3时刻，换流结束。

开关模态4（t3~t4）

在t3时刻，副边换流结束，续流二极管D3流过负载电流，整流二极管截止。变压器通过箝位二极管D5和D6复位，本模态一直持续到t4时刻变压器复位完毕。

开关模态5（t4~t5）

在t4时刻，变压器复位完毕，开关管Q1和Q2上的电压下降到输入电压和电感L1上电压之和的一半。在原边，电感Ll上的电流通过续流二极管D2流通；在副边，变换器通过续流二极管导通负载电流。本模态一直持续到t5时刻，新的开关周期开始。

2　变换器主电路参数的选择与设计

当PWM平方型变换器工作在不连续导通模式，电压转换比是占空比D和负载电流Iout的函数。对应相同的占空比D，不连续导通模式下的电压转换比要高于连续导通模式下所对应的电压转换比，所以从连续导通模式向不连续导通模式的过渡，就意味着可获得的最小电压转换比增大了，也意味着可获得的电压转换比的范围缩小了。因此为了使该平方型变换器有最宽的电压转换比范围，在变换器设计时，保证变换器工作在连续导通模式。变换器设计具体指标如下：

开关频率：f=200 kHz

输入电压：Vin=400 V

输出电压：Vo=12 V~24 V

输出电流：Io=3.5 A~7.0 A

工作最大占空比：α=0.56

环境温度：25℃

允许平均温升：Δt=25℃

2.1功率管MOSFET的选择

主开关管功率MOSFET的选择是变换器设计中的重要步骤，它涉及到MOSFET电压应力V（BR）DSS、工作结温Tj、电流等级IDSS以及导通电阻Rds（on）的选择。

在开关管关断时，考虑变压器的漏感作用，所以会出现关断的电压尖峰。一般关断时的电压不能超过MOSFET电压应力V（BR）DSS的70%~90%。

如果输入电压为400 Vdc，最大占空比为56%时，对于双管PWM平方型变换器的上管电压应力V（BR）DSS必须高于600 V，下管电压应力V（BR）DSS必须高于400 V。

另外，双管PWM平方型变换器中，次级峰值电流IP：

所以初级电流IP=IP/n=7.3/3.3=2.2 A

考虑一定的裕量，电流等级IDSS必须大于4 A，所以，开关管选择使用IR公司生产的场效应管IRFPE40。

2.2输出二极管的选择

输出二极管D3、D4由于存在反向恢复时间的要求，所以设计时需要选快速（Fast Recovery）或者超快速恢复（Ultra-Fast Recovery）二极管。其具有反向恢复时间很短（一般在50 ns左右）、正向导通损耗小、结电容小等特点。

根据半波整流的特点，二极管反向电压应力VRRM要考虑二极管关断时电压尖峰，取VRRM=200 V，最大导通平均电流If（AV）>8 A。

选择Vishay公司FEP30DP双管超快恢复二极管。其主要技术参数如下：

VRRM=200 V，If（AV）=30 A，trr=35 ns，VF=0.9 V

2.3输出滤波电容的选择

输出电容主要是满足输出电压纹波在一定的范围之内，输出电感的阻抗决定了输出电流纹波的大小，同样电容的阻抗决定了输出电压纹波的大小。电容的阻抗是由3部分组成，它们是等效电阻（Res）、等效电感（Les）以及电容C。

对于电感电流连续工作模式（CCM），电容的容值由电感纹波电流ΔI、开关频率fs以及输出纹波电压ΔU0决定：

式中fs为输出电感两端的频率，等于初级开关频率。计算可知，C≥470 μF，取C=750 μF。

假定电容的容值足够大，那么电容引起的纹波电流可以忽略不计，电容等效电阻（Res）必须满足：

所以要满足Res<30 hm，根据上面两式可以确定输出电容的容值及类型。由于纹波电流通过Res将引起功率损耗，并将增加电容的工作温度和减小电容寿命，因此在选择电容时尽量选择Res值小的电容。Les在数兆赫兹处容易引起振荡，因此需要选择ESL小的电容。

2.4输出滤波电感的选择

输出滤波电感中的电流是单一方向流动的。流过绕组的电流具有较大的直流分量，并且叠加一个较小的交流分量。流过输出电感的电流是直流电流和锯齿波电流ΔI之和，通常ΔI只占负载电流的5%~10%，也就是说，输出滤波电感必须在直流磁化占主导的情况下工作，为使输出滤波电感在大电流下不饱和，需要在磁芯中加入气隙。中小功率可采用环形铁粉芯或铁硅铝作为磁芯。

（1）电感量Lf计算

输出电感工作在连续模式下（CCM），在初级开关管关断，续流二极管续流的过程中，必须满足：

其中，ΔToff是二极管续流持续时间，ΔI-为电感的纹波电流，一般情况下，峰峰值电流ΔI不大于满载电流的20%，所以：ΔI+=ΔI-=5%～10%I0=7%×7 A= 0.49 A，UD为二极管管压降，取为1 V。

ΔToff=(1-D)×Ts=(1-0.25)×5μs=3.75μs

其中，D为占空比，取为0.25，所以：

取电感量：

（2）磁芯的选择

输出电感磁芯一般选择铁粉芯（Iron Powder）或者MMP磁芯。铁粉芯结构中有均匀的气隙，它的初始磁导率很小，一般在100左右。在该PWM平方型变换器的设计中选择Micrometals公司T130-26环形磁芯，T130-26系列。初始相对磁导率μe=75，AL=81.0+10%nH/N2。

（3）绕线匝数N

绕线匝数为：48匝。

2.5Buck级电路参数的选择

对于电感的参数设计最重要的是电感磁芯的选择，磁芯选用不易饱和的环形铁粉芯磁环，该磁环对应的AL=95±10%nH/N2，对于该功率为80 W 的PWM平方型变换器，当工作在连续导通模式Buck级电路中所需的电感量为350 μH，根据式（4）求得需绕制81匝。对于所需的电容容值是由掉电所需要的保持时间来决定的，本电路中储能电容取为440 V，120 μF。

二极管Dl由于开关频率较高，同样也需要采用快速恢复二极管。根据双管PWM平方型变换器的工作原理，电压VRRM必须大于400 V，电流IF（AV）大于3 A。选择Philip公司的BYCl0-600超快恢复二极管。其主要技术参数如下：

VRRM=600 V，IF（AV）=10 A，trr=19 ns，VF≤1.8 V

2.6主功率变压器的设计

根据双管正激变换器特点，变压器经过计算，磁芯结果参数如下：

（1）磁芯尺寸：ETD34，磁芯等效截面积：Ae= 97 mm2，变压器表面积：St=47.843 cm2，线圈平均匝长：lm=85.4 mm，磁芯窗口面积：Sw=179.08 mm2，窗口宽度：（E-D）/2=（25.6-10.8）/2=7.4 mm，窗口高度H：H=2×12.1=24.2 mm

（2）绕组匝数的计算

初级绕组匝数：

式中，N1是初级绕组匝数，f是工作频率（Hz），ΔBm是脉冲磁感应增量（T），UP1是变压器初级输入电压幅值（V），Ae是磁芯等效截面积（cm2）。经过计算，初级绕组取30匝。

次级绕组匝数：

Ni是次级各绕组匝数，UPi是次级各绕组输出电压幅值（V），经过计算，次级绕组匝数取9匝，启动绕组匝数取4匝。

绕制的时候，原边绕组采用AWG30的导线，3匝并绕。启动绕组电流非常小，取单匝绕组AWG34的导线，和原边外层绕组并绕。在绕制过程中，原边分为两个绕组，绕制在最里层和最外层，每个绕组15匝；副边9匝，绕制在两个原边绕组中间，绕线结构如图3所示。

图3　变压器绕线结构图

3　实验结果

根据上述的计算，研制了可实现宽范围输出的双管隔离式PWM平方型变换器，采集了相关波形，并对样机的效率进行了测试，实验结果验证了设计的正确性。

3.1考察变换器工作导通模式

图4是双管PWM平方型变换器的电感电流波形图，可以看出，所有二极管的导通和截止都是和开关管保持同步的，所以，开关管的驱动信号和电感电流波形变化一致，该变换器是工作在连续导通模式的。

图4　工作在连续导通模式下的电感电流iL1和iL2的波形

3.2变压器原边电压波形分析

图5是电感Ll电流连续时变压器原边电压波形和开关管的驱动波形。由图可见，当开关管导通时，加在变压器原边的正向电压为电容Cl上的电压，约为D×Vin=0.45×400=180 V；当开关管关断时，变压器的反向磁复位电压最高可达250 V左右，该反向电压不足以让磁复位二极管D5导通，因此变压器的磁复位不是通过磁复位二极管D5，D6来完成的，而是通过电路中开关管自身的结电容以及变压器的励磁电感、漏感来完成的。所以变压器原边的反向磁复位电压没有达到400 V的嵌位电压，因此在开关管关断时两只开关管的所承受的电压应力也比较小。

图5　电感Ll电流连续时的变压器原边电压波形

3.3开关管Q1和Q2波形分析

图6是电感Ll电流连续时的开关管Vds波形及开关管驱动波形，其中图6（a）、图6（b）分别是MOS⁃FET管Q1和MOSFET管Q2所对应的Vds波形及开关管驱动波形。由图可见，当两管关断时，两管的管压降之和为DC／DC级输入电压、电感L1两端电压及变压器原边的磁复位电压之和，待磁复位完毕后，两管的管压降减小为DC／DC级输入电压和电感Ll两端电压之和。但是在两管关断期间，两管所承受的压降是不均匀的，开关管Q1上的压降明显高于开关管Q2上的压降，这是由于前级Buck电路的嵌入会使两只开关管所承受的电压应力不均衡所导致的。

图6　电感L1电流连续时的开关管Vds波形及开关管驱动波形

3.4效率分析

研制的样机输出工作电压范围在12 V和24 V之间，考虑到输出电压越低，表明输出电压范围越大，所以测试了输入电压400 V、输出电压为12 V时不同负载下的实验数据，见表1所示，全负荷效率在80%以上，在满载92.4 W输出的情况下，效率可达82%，性能稳定。

表1　输出电压为24 V时不同负载下的效率

4　总结

本文提出了适用于实现宽范围电压输出的双管隔离式PWM平方型直流变换器，理论分析和实验结果表明，变换器具有以下优点：

（1）该平方型变换器可工作于在较大的占空比，最大占空比可以大于0.5，易于实现电路的控制，输出电压较稳定。

（2）该变换器的工作频率较高，体积和重量都较小。

（3）电路简单，成本低，市场效益好，具有较高的实用价值。

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孙宝文（1975-），男，山东平度人，2004年华南理工大学硕士研究生毕业，广东科学技术职业学院副教授，长期从事电气工程技术研究和实训教学工作，bwsun2009@ 163.com。

The Smart Inversion Switch Based on Digital Accelerometer

ZHANG Hongyan1*，PAN Baoqing2，MA Tiehua1

（1.School of Computer and Control Engineering，North University of China，Taiyuan 030051，China；2.Beijing Institute of Tracking and Communication Technology，Beijing 100094，China）

Abstract：Inversion switch is the key component of the internal electronic pressure gauge to realize power control and low power consumption，the power-on function is unreliable which occurs many times in shooting range test by using the various types of developed inversion switches. In order to improve the reliability of artillery chamber pres⁃sure measurement an intelligent inversion switch is designed on using the micro mechanical digital accelerometer. The switch judged power-on conditions according to double judging standards，it has high reliability. Machete ham⁃mer testing machine is used to test the shock resistance of the inversion switch. The results show that the switch can withstand the most impact acceleration to reach about 45 000 gn. The reliability detecting system is designed which can Simulate actual working environment，the switches can be filtered by the system，in this way，the working reli⁃ability of inversion switch is improved significantly. The switch also can be applied to other storage test system.

Key words：inversion switch；digital accelerometer；power control；chamber pressure measurement

doi：EEACC：7321；623010.3969/j.issn.1005-9490.2016.01.016

收稿日期：2014-12-26修改日期：2015-01-24

中图分类号：TM92

文献标识码：A

文章编号：1005-9490（2016）01-0072-05