单相模块化多电平变流器控制策略研究

杨云森，郭育华

（西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，成都 610031）

引言

随着电力电子技术的发展，各种大功率开关器件的应用日益广泛，但是在许多高压大功率领域，传统的电压源型变流器拓扑已无法满足更高的功率等级要求。受到电力电子器件材料和工艺的限制，多电平变换器是解决高压大功率变换的最佳选择。目前电压型多电平变换器拓扑主要有二极管钳位型和级联H桥型。前者随着电平数的增加所需二极管的数量急剧增加，使得电容电压极不易平衡；后者虽然采用了模块化设计的级联型拓扑，易于系统扩容，但是在如高压大功率传动系统的场合，各功率单元需要独立的直流供电电源，一般需通过特殊加工的多绕组隔离工频变压器整流实现，极大提高了系统的成本和复杂性。

鉴于以上两种多电平变换器的不足，德国学者Marquardt R.等提出了基于级联结构的模块化多电平变流器 MMC（modular multilevel converter）的拓扑结构。MMC保留了级联H桥型拓扑高度模块化的优点，并且具备公共直流母线，可以直接应用于背靠背的中高压大功率场合，目前MMC主要应用于高压直流输电 HVDC（high-voltage-directcarrent tramsmission）和电力系统的有源滤波及无功补偿领域。

1 MMC的拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构

图1 为一个n＋1电平单相MMC结构示意，MMC的直流侧为2个容量相同的电容，中间点接地，2个电容各分得直流母线一半的电压。桥臂分为上桥臂和下桥臂，上（下）桥臂分别由n个相同的子模块PU和1个交流电抗器l依次串联构成；MMC具有电路结构高度模块化的特点，能工作于冗余模式，方便电路扩展到更高的电压等级。本拓扑结构可以在没有工频变压器的条件下应用于高压大功率场合，MMC将是下一代多电平PWM变流器的主流拓扑。为了抑制桥臂内部的环流，单相MMC中交流电抗器l和子模块串联，能有效抑制系统环流和短路电流的冲击，提高了系统的可靠性。在每个子模块PU直流电容电压稳定的条件下，系统母线电压稳定，通过适当的调制策略，可以使该拓扑实现整流和逆变状态的四象限运行。MMC的子模块如图2所示，该模块是单相半桥结构，由1个以IGBT为开关器件的半桥逆变单元和1个直流储能电容组成。

图1 单相模块化多电平变流器结构示意Fig.1 Sketch map of single-phase modular multilevel converter structure

图2 变流器子模块拓扑结构Fig.2 Converter sub-module topology

1.2 工作原理

子模块的工作状态分为3种：投入、切除和闭锁[1]，如表 1 所示。

表1 子模块的工作状态Tab.1 Sub-module working condition

1.3 单相MMC建模

单相MMC等效电路如图3所示。假设如下：

（1）负载电压vo和电流io是纯正弦波；

（2）直流侧电压恒为E，用两个直流电压源E/2等效，点O是理论上的中点；

（3）上下桥臂模块分别等效为受控电压源Vp和Vn。

由分析可知，该单相MMC的上、下桥臂电流分别为

图3 单相模块化多电平变流器等效电路Fig.3 Equivalent circuit of single phase modular multilevel converter

式中：io为交流侧输出电流；iz为桥臂环流。联立式（1）和式（2）可得

根据基尔霍夫定律可知环路1和环路2的电压方程为，

式中：E为直流母线电压；Vp、Vn分别为上下桥臂电压；uo为交流侧输出电压。

联立式（1）～式（5）得

由于式（2）～式（6）中等式右侧存在电感电压，所以交流侧输出电压不是理想的阶梯波。交流侧输出电压还可以表示为

联立式（6）和式（7）得

显然，上、下桥臂产生的谐波全部加在了负载电感L和桥臂电感l上。通常条件下L＞＞l，则电感对交流输出电压影响较小，能够获得平滑的电压波形输出。

2 载波移相调制技术在MMC中的实现

载波移相正弦脉宽调制CPS-SPWM（carrier phase shifted SPWM）技术的基本原理是每个子模块单元使用同一个调制波，且它们的三角载波频率和幅值相等，区别是每个三角波载波按规律相差一定的角度。用此调制方法交流侧总是输出一个阶梯波，阶梯数越多，波形越接近正弦，谐波含量越少。通过该调制策略，IGBT的等效开关频率提高为原来的2n倍，大大降低了开关器件的损耗，这是CPS-SPWM调制策略广泛应用于多电平变流器的一个重要原因。

在MMC中运用CPS-SPWM调制策略，具体调制方法为，2n个子模块对应2n个频率和幅值一样的三角载波，上、下桥臂每个子模块的三角载波相差（360/n）°，对应位置的上、下桥臂的每个子模块的三角载波均相差（360/2n）°。其中，每个子模块中的上下两个IGBT驱动信号相反，上、下桥臂的调制波相差 180°[2]。

图4 CPS-SPWM调制策略Fig.4 CPS-SPWM modulation strategy

现以五电平为例给出CPS-SPWM在MMC中的具体实现方法，此时子模块数2n=8，设载波比kc=fc/f0=T/Tc。取8列幅值相等、相位相差45°的三角载波 C1、C5、C2、C6、C3、C7、C4、C8， 将 C1、C2、C3、C4与正弦调制波 A（t）进行比较，如图 4（a）所示，得到上桥臂4组IGBT开关的触发信号；将C5、C6、C7、C8与和 A（t）相差 180°的正弦调制波 A*（t）进行比较，得到下桥臂4组IGBT开关的触发信号，如图 4（b）所示。

3 MMC系统的控制策略

MMC系统的控制主要集中在环流的抑制和子模块电容电压平衡控制。环流的存在和子模块电容电压的不平衡均会导致交流侧输出电压畸变，从而使整个系统工作在不稳定的状态。其中，电容电压不平衡的实质是对应有功功率的不平衡，针对于此，本文采用适当的策略来对环流抑制和电容平衡进行协同控制，将子模块电容电压的控制分为均值控制和平衡控制2个部分。

（1）均值控制。控制策略如图5所示，该部分是由平均电压控制器组成的电压外环和环流控制器组成的电流内环构成的一个双闭环控制策略，控制目标是使各个子模块电容的平均电压值能够准确跟踪指令值，同时控制环流值。其中当电容电压指令值时，环流指令值的值增大，虚线框内的电流内环控制函数使得环流的实际值iz能够跟踪上它的指令值。所以，iz的负反馈控制可以让子模块电容电压均值在不受负载电流io的影响下准确跟踪其指令保证了在零附近波动，进而达到了抑制环流的目的。

图5 电压均值控制框图Fig.5 Block diagram of voltage averaging control

（2）平衡控制。控制策略如图6所示，该部分的控制目标是使各子模块电容实际电压值准确跟踪指令值，指令带电压值与各子模块电压实际值相比较，误差值通过一个比例调节器，得到电容电压平衡控制量。以图1为例，由于电容电压平衡控制是基于上、下桥臂电流的方向来决定的，所以电压参考值的极性也随 ip、in的变化而变化，当 ip＞0，in＞0 时，控制框图中系数取+1；当 ip＜0，in＜0 时，系数取-1。以图1中上桥臂为例做以下分析，当UCj（j=1～n）时，直流侧为变流器提供能量，n个子模块电容处于充电状态。若 ip＞0，取正值，则它与ip合成正的有功流向变流器；若ip＜0，取负值，则它与ip合成负的功率流向变流器。相反地，当＜UCj时，变流器为直流侧提供能量，n个子模块电容处于放电状态，若 ip＞0，取负值，它与ip合成的有功流向直流侧；若 ip＜0，取正值，合成的功率也是流向直流侧。

图6 电压平衡控制Fig.6 Voltage balance control

在以上分析的基础上，结合电容电压均值控制和平衡控制的上、下桥臂CPS-SPWM调制原理如图7、图8所示，其中上下桥臂调制波相差180°。

图7 上桥臂CPS－SPWM调制原理Fig.7 Modulation principle of upper bridge arm CPS-SPWM

图8 下桥臂CPS－SPWM调制原理图Fig.8 Modulation principle of under bridge arm CPS-SPWM

4 Matlab仿真验证

为了验证前面提出的调制方法和控制策略的正确性，本文对五电平单相MMC进行了Matlab仿真，仿真波形如图9～图10所示。本文选定子模块数为8，额定输出电压频率为fo=50 Hz，载波频率fc=2.5 kHz，载波比kc=50，MMC子模块电容电压参考值=200 V（j=1～8），输出电压调制比 ma=0.9，仿真其他参数见表2。

表2 仿真参数Tab.2 Simulation parameters

由图9、图10可见，交流侧输出电压为5个电平的阶梯波，输出电流经过滤波后波形光滑且与电压同相位。

图9 交流侧输出电压仿真波形Fig.9 Simulation waveform of ac output voltage

图10 交流侧输出电流波形Fig.10 Simulation waveform of ac output current

图11 上桥臂各子模块电容电压波形Fig.11 Waveforms of upper bridge arm each module capacitor voltage

图12 下桥臂各子模块电容电压波形Fig.12 Waveforms of under bridge arm each module capacitor voltage

上、下桥臂8个子模块的电容电压波形分别如图11、图12所示。由图可见在稳压控制策略调节下，电容电压能够基本稳定在400 V左右，验证该控制策略的可行性。

图13 为经过电压外环和电流内环控制后的电压均值控制指令信号波形。图14是环流的实测值iz波形，环流在-4～6 A之间变化。图15是实际环流和参考环流的差值Δiz，其值稳定在零点附近，可见单相MMC系统中的环流通过抑制策略得到了较好的控制，验证了该方法的正确性。

图13 电压平均值控制指令信号波形Fig.13 Waveform of control order single average voltage

图14 环流实际值iz波形Fig.14 Waveform of actual loop current iz

图15 实际环流和参考环流的差值Δiz波形Fig.15 Waveform of difference Δizbetween actual and reference loop currents

5 结语

本文介绍了单相MMC的电路拓扑和工作原理，将移相载波SPWM调制策略应用于MMC中，提出了环流抑制策略和对子模块电容电压平衡的稳压控制策略，以及在单相MMC中上述两种策略的具体实现办法。以Matlab／Simulink模块为平台搭建了一个额定输出功率2.8 kW的5电平单相MMC系统，得到了较好的交流侧输出波形，8个子模块电容均能稳压在400 V上下，波动范围在±2.5%内，系统环流值也能被较好抑制，且整个系统的动态性能良好。以本文实验数据作铺垫，在此基础上增加子模块数，正确设置各电感电容参数，能够将背靠背多电平变流器运用于高压直流输电领域，实现其换流站的四象限运行。

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