并联IGBT模块静动态均流方法研究

肖雅伟，唐云宇，刘秦维，马 皓

（浙江大学电气工程学院，杭州 310027）

引言

IGBT因具有MOSFET元件驱动功率小和开关速度快的优点，又具有双极型元件饱和压降低而容量大的优点，在现代电力电子技术中得到了越来越广泛的应用，在大功率应用中占据了主导地位。随着现代电力电子技术的发展，单个IGBT模块的电流等级得到不断提高，但是考虑到产品成本、驱动电路的复杂性和电压阻断能力，可以不直接选用大功率等级的IGBT模块，而选用功率等级较小的IGBT模块通过串并联满足电路要求[1-2]。IGBT模块的自身参数特性、驱动电路结构、功率回路阻抗特性均会对并联应用时的稳态均流和动态均流产生影响，使模块热稳定性不一致，严重时甚至会使模块过热而损坏[3]。因此，IGBT模块在并联使用时需要解决的主要问题是静态不均流和动态不均流。

国内外很多文献研究了影响并联IGBT模块均流特性的因素[4-7]，也先后提出了一些改善并联IGBT模块静动态均流的方法，主要有降额法、阻抗平衡法、驱动信号一致性调整法和主动门级控制法。降额法是使并联模块按照一定降额系数降低模块电流使用等级，以使并联模块都工作在安全区，此方法简单易用，但浪费了并联模块的电流容量[1-2]；阻抗平衡法是在并联模块支路上串接阻抗元件来确保电流平均分配[8-10]，在模块支路上串联电阻可以改善静态均流，在模块支路串接电抗器可以改善动态均流，但串接电阻会引入损耗，串接电抗器会增大系统体积；驱动信号一致性调整法是调整驱动信号以使模块具有相同的开关时刻，以改善动态均流[11-13]，主要有栅极电阻补偿法和脉冲变压器法，栅极电阻补偿法简单实用，但当驱动信号差异过大时，会需要很大的栅极补偿电阻，造成开通损耗的增加，脉冲变压器法无法解决模块寄生参数差异而产生的动态不均流；主动门极控制是通过调节门极驱动信号的驱动电压和延时来改善静动态均流[14-17]，但此方法大多需要采集集电极电流信号，而由于大功率应用中通常采用减小回路寄生电感的母排连接方式，且IGBT模块往往采用二合一的半桥封装形式，所以电流采集很难实现。

本文首先基于IGBT模块的输出特性曲线，建立了并联IGBT模块的静态模型，分析了引起静态电流不均衡的主要因素，指出静态均流的影响因素主要是IGBT模块的输出特性，并通过调整栅压法及外加阻抗法改善了静态不均流。然后基于IGBT模块的分布参数模型，建立了并联IGBT模块的动态模型，分析了影响动态不均流的主要因素，指出动态均流的影响因素主要是并联IGBT模块的开通延迟差异及门极驱动电压，通过栅极电阻补偿法改善了动态不均流，并提出了一种基于模块参数的主动门极控制均流方法。文中搭建了实验平台，通过2只IGBT（1 200 V/300 A）并联的实验研究证明了模型的正确性和静动态均流方法的有效性。

1 实验平台

并联IGBT模块静动态特性测试实验平台示意如图1所示。图1中所用模块型号为英飞凌FF300R12KT4（1 200 V/300 A）型典型 IGBT模块，采用分立元件搭建驱动电路，驱动电平、驱动电阻、两模块的驱动延迟时间差均可单独调整，使用双脉冲法测试并联IGBT模块的静动态特性，测试过程中VDC=400 V。

图1 并联IGBT模块静动态特性测试实验平台示意Fig.1 Sketch map of static and dynamic characteristics testing experiment platform for parallel IGBT module

2 并联IGBT静态模型及均流方法

2.1 并联IGBT静态模型

并联稳态条件下，2个输出特性不一致的管子T1、T2直接并联运行时的电流分配情况如图2所示。

图 2 中，Vo1，Vo2分别是 T1，T2的集电极电流为零时对应的集射极电压 VCE；ΔV1，ΔV2分别是电流为IC2，IC1

时对应的两管通态电压变化量。T1和T2的输出特性可近似描述如下：

其中：

由于 T1、T2并联，所以有

图2 IGBT模块直接并联时的静态均流特性示意Fig.2 Sketch map of static current sharing characteristic when IGBT modules shunt directly

其中，ICtot为通过 T1、T2的集电极电流之和，所以，流过T1、T2的集电极电流可分别表示为

2.2 并联IGBT静态均流方法

由IGBT并联静态均流模型可知，静态均流的影响因素主要是IGBT模块的输出特性，通过相同的电流，饱和压降VCE（sat）越大的模块在并联时分得的电流越少。输出特性受IGBT模块的栅极电压控制，当增大 VGE时，模块的饱和压降 VCE（sat）会减小；而回路阻抗不对称同样会使电路不均流。所以，影响静态均流的因素主要有3个方面：IGBT模块的输出特性、IGBT模块的栅极电压和IGBT模块并联支路的阻抗特性。所以，可通过增大饱和压降VCE（sat）大的IGBT模块的驱动栅压或减小饱和压降VCE（sat）小的IGBT模块的驱动栅压来改善其静态不均流。在并联时分得电流大的支路串阻抗同样可以改善静态不均流。

2.2.1 调整栅压法

从IGBT模块的输出特性可知，IGBT模块栅极电压对并联稳态均流存在影响，栅极电压越高，流过IGBT模块的电流越大，且电流越大，栅极电压的影响越明显。IGBT模块T1、T2的输出特性比较如图3所示，由图可知通过相同电流时，模块T1的饱和压降 VCE（sat）较小。 并联 IGBT 模块 T1、T2应用相同和不同驱动栅压波形如图4所示。通过对比可知，减小模块T1驱动电压，并联模块静态不均流情况明显改善。

图3 IGBT模块T1、T2输出特性Fig.3 Output characteristic of IGBT modules T1and T2

图4 并联IGBT模块应用相同与不同驱动栅压波形Fig.4 Waveforms of paralleled IGBT modules with same and different gate voltages

2.2.2外加阻抗法

稳态分析时，IGBT模块可以近似等效为电压源串联阻抗元件。两条支路的总和电流等于滤波电感电流，IGBT模块并联支路的阻抗特性会影响两条支路的电流均分。在电流较大的并联支路中串入阻抗可以一定程度上改善并联的稳态不均流度。

外加阻抗法示意如图5所示。在电流较大的并联支路1中串入电阻R=0.25 mΩ，保持栅压相同，VGE1=VGE2=15 V并联IGBT模块静态均流外加阻抗法波形如图6所示，与图4（a）对比可以看出，串入阻抗法可以明显地改善IGBT模块并联的静态不均流度。

但串入阻抗法是一种消耗性的均流策略，会降低系统的整体效率，所以实际应用中并不是额外引入阻抗。多个并联IGBT模块采用较长的铜排连接时，铜排的空间结构会使并联支路的回路阻抗不相等，从而影响到模块的并联均流[18]，可以考虑使模块饱和压降与支路阻抗匹配来改善静态均流。

图5 外加阻抗法示意Fig.5 Sketch map of applied impedance method

图6 并联IGBT模块静态均流外加阻抗法波形Fig.6 Waveforms of static current sharing with applied impedance when IGBT modules parallel

3 并联IGBT动态模型及均流方法

3.1 并联IGBT模块动态模型开通过程分析

并联IGBT开通过程测试电路见图1，集-射极电压vCE和两并联IGBT模块集电极电流iC1、iC2的波形示意如图7所示。由于两IGBT模块是并联工作状态，所以其上vCE保持一致，开通过程中，由于电流变化率di/dt较大，在杂散电感Le作用下，vCE会首先下降。

两IGBT模块分布参数存在差异，即开通过程存在延迟情况，如图7所示。由图7可见，IGBT模块2较模块1开通存在Δtd延迟；模块1先开通，经过延时时间Δtd，模块2开通；到t2时刻，两IGBT模块总电流达到额定电流，t1～t2为模块2电流上升阶段，t1-Δtd～t2为模块1电流上升阶段；此后为二极管反向恢复过程及进入饱和区。将并联IGBT模块动态均流过程分为4个阶段。

（1）开通延迟阶段（0～t1）

由单管 IGBT 的简化参数模型[13，19]可知，开启电压VGE（th）、 栅极电阻RG和等效输入电容 （CGE+CGC） 对延迟时间 td（on）有直接影响。IGBT 模块 T2在t1时刻达到其开启电压 VGE（th）2，而模块 T1比 T2提前Δtd到达其开启电压 VGE（th）1，所以模块 T1较模块 T2提前Δtd开通，两者的延迟时间差为

其中：

图7 并联IGBT模块开通过程示意Fig.7 Sketch map of paralleled IGBT modules during turn-on

（2）集电极电流上升阶段（t1～t2）

t1时刻，IGBT模块T2的集电极电流开始上升，而IGBT模块T1的集电极电流已经较T2提前上升了Δtd时间。考虑发射极寄生电感Le的影响，两模块的集电极电流上升率diC1/dt和diC2/dt分别[3]为

式中：Ci为此阶段的等效输入电容；gfs为正向转移率。

在此阶段结束时全部负载电流会换流到并联IGBT模块，续流二极管开始关断，两IGBT模块间的电流关系为

（3）二极管反向恢复阶段（t2～t3）

电流换流到IGBT模块后续流二极管进入反向恢复阶段，两IGBT模块集电极电流出现的过冲即是二极管进入反向恢复电流。

（4）二极管反向恢复阶段（t3～t4）

两IGBT模块进入饱和区，两模块间的电流差异及不均流度为

3.2 并联IGBT动态均流方法

3.2.1 栅极电阻补偿法

由前述分析可知，调节栅极驱动电阻可以改变驱动电路的充电时间常数，进而改变延迟时间的差异，可改善参数不一致而引起的开通过程不均流，其方法示意如图8所示。

并联IGBT模块栅极驱动电阻相同，即Rg1=Rg2=8.2 Ω时，其开通过程波形如图9（a）所示，两者动态不均流度较大；T1模块加入补偿栅极电阻ΔRg=0.9 Ω后的波形如图9（b）所示。由二者比较可知，动态不均流度有所改善。栅极电阻补偿法可以较好地解决由于并联IGBT模块寄生参数的不一致而产生的动态不均流。

图8 栅极电阻补偿法示意Fig.8 Sketch map of applied gate resistances method

图9 并联IGBT模块动态均流栅极电阻补偿法波形Fig.9 Waveforms of dynamic sharing current gate resistances compensation method for IGBT modules parallel

3.2.2 基于器件参数的主动门极控制法

主动门极控制方法往往需要采集模块的集电极电流，而由于大功率应用中通常采用母排连接，以减小回路寄生电感，IGBT模块的封装往往采用半桥形式，电流采集很难实现，但模块参数的测量往往有很成熟的平台[20-21]。通过前述的并联IGBT模块动态均流模型，在已知模块参数差异性的情况下，可以直接得到延迟时间的补偿，通过调整驱动信号的延迟可以改善并联IGBT模块的动态均流。基于参数法的主动门极控制方法如图10所示。

图10 基于参数法的主动门极控制方法Fig.10 Active gate control method based on parameterized IGBT model

IGBT模块型号为英飞凌FF300R12KT4，模块参数可以从datasheet或测试得到。计算不均流度的主要参数如下所示：RG1=10.7 Ω；RG2=12.5 Ω；VGE=15 V；VGE（th）1≈VGE（th）2=6.7 V；Cies1≈Cies2=CGE+CGC=19.0 nF（在延迟开通阶段）；0～t1，diC1/dt≈diC2/dt=700 A/μs（集电极电流上升阶段）；两模块ΔRG=1.8 Ω，其他特性相差不大，由并联IGBT模块动态均流模型可得两者的延迟时间为

考虑到集电极电流上升率di/dt的变化，延迟时间留有一定裕量，取Δtd=30 ns，加入延迟时间补偿前后的波形对比图如图11所示。由图可看出，动态均流情况明显改善。

图11 加入延迟时间的主动门级控制法波形Fig.11 Waveforms of active gate control method with delay time compensation

4 结语

IGBT模块在并联使用时主要需要解决的问题是静态不均流和动态不均流。静态均流的影响因素主要有模块输出特性、栅极电压、并联支路阻抗，其中模块输出特性对于静态均流的影响最大，栅极电压和并联支路阻抗同时可以作为改善并联不均流的措施。动态均流的影响因素主要有模块开启电压、寄生电容、驱动电阻和驱动信号延时等，其最终可等效为并联IGBT模块的开通延迟差异。本文中采用的调整栅压法及外加阻抗法改善了静态不均流，采用的栅极电阻补偿法改善了动态不均流，并提出了一种基于模块参数的主动门极控制动态均流方法，实验验证了以上方法的有效性和可行性。

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