数字EDD修复仪LLC辅助电源设计

夏 炎 ，刘红翠，王建飞，李树安

（1.西南交通大学磁浮列车与磁浮技术研究所，成都 610031；2.西华大学电气工程系，成都 611732；3.中国人民解放军77680部队，林芝 860500）

引言

电火花堆焊技术EDD（EDM of deposition）在冷焊接领域有着重要应用。EDD修复仪（俗称焊机）的研制正向着功率等级高、可控性强、数字与自动化水平高、寻求堆焊速度与工艺平衡、稳定性和可靠性较好的方向发展[1]。小功率EDD辅助电源采用单相交流电作为输入电源，整流降压后为电焊枪直流电机和驱动模块供电，受机箱体积和现场工作环境限制，要求辅助电源具有较小的体积和较高的供电可靠性。采用数字控制后，还要作为芯片和控制模块的电源，进一步增加了电源的功率等级和输出路数。提高电源的开关频率可有效减小电源体积，传统的硬开关电源在高频时，开关损耗非常大，且功率密度小，效率低，可靠性差。针对上述缺陷，设计了一款采用定频LLC谐振变换器加同步Buck两级拓扑的辅助电源，利用LLC软开关电源功率密度大，转换效率高的优点，转换效率达到铂金（80 Plus）要求。满足了多路输出间电气隔离，输出电压受负载影响小，鲁棒性好等优点，非常符合EDD修复仪的应用要求。

1 数字EDD修复仪辅助电源

1.1 辅助电源设计要求

数字EDD修复仪辅助电源，要求在提供多种输出电压的同时满足各支路间电气隔离的要求。表1为修复仪部分组件供电电压值以及相应功率需求，焊枪直流电机是修复仪主要的动力部分，耗能较多，单片机是主要控制模块，为保证安全需留有一定的功率裕量。

表1 修复仪组件电压、功率需求Tab.1 Voltages,powers needed of repair instrument components

1.2 辅助电源设计方案比较

EDD修复仪辅助电源往往采用增加变压器额外副边绕组的方法，增加输出路数，每个绕组都有各自的整流和滤波电路。

由于电源输出路数多且功率等级不高，传统的设计方案选用应用较为广泛的反激式变换电路。优点是电源电路结构简单，体积较小。缺点是：工作在硬开关模式下本身效率不高；仅有一个输出主控，多路调节性能较差，不可控支路需加设线性LDO进行稳压，效率进一步降低，总体效率很难超过80%；发热现象十分严重，热损坏机率非常大，不太适合EDD修复仪复杂的工作环境。

图1 基于反激的线性LDO多路输出电源Fig.1 LDO multi-output converter based on fly back to pology

缩小DC-DC变换器体积的可行方式有提高开关频率，但高频时，开关损耗严重，LLC谐振变换器作为一种软开关电源，利用谐振效应，只要在谐振频率fr的一定带宽内，全负载均可实现原边开关管零电压导通（ZVS），副边整流管自然零电流关断（ZCS），具有功率密度大，转换效率高，输入电压范围较宽等优点[2-4]。为保证支路负载突变后，系统调节的可靠性，采用前级定频LLC-SRC、后级同步Buck两级拓扑，如图2所示。

图2 定频双谐振两级LLC多路输出电源Fig.2 Two stages fixed freguency multi-output converter based on LLC

该方案兼顾了LLC谐振变换器的各种优点，原边采用定频开环而不是PFM闭环调制模式，是因为易与Buck级PWM调制造成相互干扰，造成补偿网络PI设计复杂化。副边采用中抽式而非全桥，进一步减少了损耗，但也导致了单个变压器需要更多引脚，为满足绕制要求往往选用骨架较大的变压器，造成容量浪费。基于上述原因，采用双谐振拓扑结构，采用两个谐振网络传递能量，降低对变压器的容量和骨架引脚数要求，便于选型。双谐振LLC变换器是在单谐振拓扑的基础上衍生出来的，基本原理与工作特性和单谐振时完全相同。本文重点分析了双谐振LLC等效电路及其相关参数。

2 定频双谐振两级LLC辅助电源

2.1 双谐振定频LLC电路

双谐振LLC变换器可以看成由2个单谐振网络叠加构成，谐振网络交流等效电路[5-6]如图3所示。

图3 半桥LLC谐振变换器交流等效电路Fig.3 Ac equivalent circuit of half-bridge LLC SRC

图中，Lm为励磁电感，Lr为串联谐振电感，Cr为谐振电容，n为匝比，Rac为实际负载RL由变压器的二次侧折算到一次侧的等效交流阻抗。则谐振频率fr、品质因数Q和等效阻抗Rac的计算公式分别为

当fs=fr1=fr2时，上下谐振网络的谐振电容电压、谐振电感电流波形对称，均为标准正弦波，相位延迟90°，典型的工作波形如图4所示。

根据LLC谐振变换器的特性，LLC谐变换器变换效率较高时，K=Lm/Lr谐振系数较大。因为Lm较大时，励磁电流Im较小，关断电流减小，关断损耗较小，本文取K=6。由于始终工作在谐振点，则电压增益 M=nVo/Vin恒为 1。

图4 双谐振LLC变换器典型波形Fig.4 Typical waveforms of double resonant LLC converter

2.2 同步Buck级反馈补偿网络设计

考虑到各支路电气隔离和供电可靠性要求，同步Buck级的五路输出均采用电压型闭环PWM控制，如图1所示。为了简化电路，采用具有驱动能力的控制芯片，无需额外驱动电路。为提高系统响应速度，采用含3个极点、2个零点的补偿器设计，补偿器框图如图5所示。

图5 3极点、2零点补偿器框图Fig.5 Block diagram of three poles,two zeros componsater

以副边同步Buck级+24 V输出为例,在最大输入电压、满载条件下，代入相应的电路参数可得补偿网络补偿前和补偿后的Bode图，如图6所示。图6中，补偿前的相位裕量为5°,补偿后达到74.5°，满足系统稳定要求，低频时增益较大，稳态误差较小。

图6 +24 V输出校正Bode图Fig.6 Correction Bode of+24 V output

3 实验验证

3.1 参数设计

参考实际情况，双谐振定频LLC变换器K=6，Q=0.5，相应的谐振网络参数 Lm1=Lm2=211.1 μH，Lr1=Lr2=35.2 μH，Cr1=Cr2=32 nF，fr=150 kHz，变压器原副边的匝比 T1取 35∶8∶4，T2取 35∶2∶5∶5。开关管选用IPP60R099型MOSFET，芯片选用 TI公司的UCC25600。同步Buck级频率固定200 kHz，除+5 V支路驱动芯片选用LM2747，其他支路选用NCP1034控制，开关管选用IRLR3636，为了缩减电源体积，滤波电感采用威世公司的IHLP4040贴片系列。

输入电压范围AC190～AC242 V/50 Hz，额定值AC220 V,额定功率177 W，电源尺寸18 cm×12.5 cm的样机，如图7所示。样机在帯额定负载时，各电压等级的额定电流如表2所示。

图7 177 W样机实物Fig.7 Converter prototype with rated power 177 W

表2 额定功率负载电流Tob.2 Load currents at rated power condition

3.2 实验验证

双谐振LLC半桥电路开关管驱动电压vQ1gs和vQ2gs波形如图8所示，为防止半桥上下开关管同时导通，设定死区时间为td=400 ns。额定输入AC220 V时（未特殊说明均指额定输入），开关管Q2的漏源级电压uQ2gs、电流iQ2的波形如图9所示。从图中可以看出Q2能够在零电压条件下实现导通，开关周期 T=6.75 μs，对应频率 148.1 kHz，谐振网络近似工作在fs=fr条件下。

图8 额定输入，半桥Q1、Q2管驱动电压波形uQ1gs、uQ2gsFig.8 Waveforms of uQ1gs,uQ2gsfor half bridge Q1,Q2 drive voltage with rated input

图9 满载时，半桥Q2管漏源级电压uQ2gs电流iQ2波形Fig.9 Waveforms of uQ2gsand iQ2for Q2drain source voltage with full load

图10 +24 V/3 A满载，二极管D10电压uD10，电流iD10波形Fig.10 Waveforms of uD10，iD10for D10voltage with+24 V/3 A full load

图11 谐振电容Cr2电压uCr2波形Fig.11 Waveform of uCr2for Cr2

图12 +24 V/3 A满载时Q09、Q10管驱动电压 uQ09gs、uQ10gs波形Fig.12 Waveform of uQ09gs,uQ10gsfor Q09,Q10drive voltage with+24 V/3 A full load

图13 满载时Buck级输出电压+15 V1、+15 V2、+5 V、+24 V 波形Fig.13 Waveforms of+15 V1,+15 V2,+5 V,+24 V for Buck stage with full load

+24 V/3 A输出支路副边不可控整流二级管D10电压uD10、电流iD10波形如图10所示。从图中可以看出二极管能够自然地实现零电流关断，这有助于减小二极管关断损耗，此时测得周期T′=6.73 μs。图11是谐振电容通Cr2两端电压uCr2波形，由于工作在谐振状态，波形呈现正弦，电压有效值为VCr2=154.7 V，占空比接近D=0.5，所以谐振电容两端电压有效值为1/2Vin，与实际相符。图12为相应Buck级开关管uQ09gs、uQ10gs驱动电压波形，实测频率为198.5 kHz。图13为满载条件下，在同步Buck级+15 V1、+15 V2、+5 V、+24 V 多路输出的情况时，电压波动较小，说明系统具有良好的帯载能力，稳压效果明显。

额定输入时，负荷率从20%到100%的效率曲线见图14。要使电源达到铂金效率等级要求，带载情况为满负荷20%、50%、100%时转换效率不得低于90%、92%、89%，实测值为 90.03%、92.11%、91.87%。符合铂金电源转换效率的要求。

图14 额定输入时效率随负载变化曲线Fig.14 Efficiency changing curve following with load in rated input

4 结论

新式EDD修复仪辅助电源，具有体积较小，效率较高等优点。

（1）原边用LLC谐振拓扑取代反激硬开关模式；

（2）副边采用同步Buck替代线性LDO进行稳压，功率等级更高，损耗更小；

（3）用双变压器替代单个变压器，降低多路输出时对骨架引脚数要求，选型方便、容量利用充分，便于PCB布线。

采用两级结构，每级不可避免会有额外损耗，限制了效率的进一步提高。额定输入时，负载在满载20%以上时，电源的效率始终保持在90%以上，能够满足铂金版效率要求。

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