六相三电平并网逆变器及其控制方法

王晓， 王喜明，屈稳太， 赵媛，张琴

(1.太原科技大学 电子信息工程学院，山西 太原 030024;2.浙江大学 宁波理工学院，浙江 宁波 315100)

0 引言

三电平并网逆变器相对于二电平并网逆变器有很多优势:谐波含量少、电磁干扰小、滤波电感低、功率开关管承受电压低等［1］，现有的三电平逆变器结构主要为NPC型，但NPC型三电平并网逆变器存在缺点:中点电压不平衡［2-3］。一直以来三电平并网逆变器中点电压不平衡问题都是该领域研究的热点，研究者们分别从扩展硬件元器件和改善软件控制方法二方面，改善中点电压不平衡问题［4-7］。文献［4］通过对三电平半桥并网逆变器中点电压不平衡机理的分析，提出加补偿电感电流直流分量方法和准PR(Proportion Resonant)控制器方法，但在控制过程中引入了“计算直流分量”环节，增加了控制难度，影响了响应速度;文献［5］提出了中点电位环宽矢量控制算法，使得控制方法复杂化;文献［6］是通过硬件加入RLC均衡电路，从而维持两个电容电压的均衡，但增加了硬件成本;文献［7］提出了增加第四飞跨电容辅助桥臂的方案，增加了硬件成本和输出控制信号的数量;

上述文献研究者们通过扩展硬件和改善软件以弥补NPC型三电平并网逆变器的不足，具有一定的效果，但三电平并网逆变器中点电压不平衡的问题依然存在。本文提出了六相三电平逆变器及其控制方法，去掉了NPC型三电平逆变器中用于产生零电位的两个分压电容和六个续流二极管，从根本上解决了三电平并网逆变器的中点电压不平衡问题，而且保留了三电平逆变器的相应优点，并且在减少硬件成本的同时使软件控制也更加简单。

1 六相三电平主电路结构分析

如图1所示，六相三电平主电路结构是本文提出整体主电路结构，分为主电路部分和控制电路部分:主电路部分，由六个单相桥臂、LRC滤波电路和隔离耦合变压器组成;控制电路部分，电压、电流经过采样电路进入六相SVPWM控制器，控制器经过计算发出相应的PWM控制波，控制六相桥臂。

图1 整体主电路结构

对六相三电平逆变器的其中两相进行分析:图2中电感L1，电阻R2和电容C2是滤波电路，L11和L12分别是变压器原边和副边两端的漏感，Lm是变压器的励磁电感，L2是电网的系统电感，U1和U2分别为变压器原、副边的电压，直流电源电压为 Udc［8］。

图2 主电路图分析

如图2所示，(1)当开关Q1和Q4开通时，U1=Udc，U2=;(2)当开关Q2和Q3开通时，U1=Udc，;(3)当开关Q1和Q3(或开关Q2和Q4)开通时，U1=0，U2=0。这样就形成了三电平，其它的四相工作原理与此两相相同。

2 控制器设计

六相三电平并网逆变器的控制策略，采用了SVPWM控制，主要包括如下过程:空间电压矢量的合成分析、合成矢量区域的分配、各分矢量作用时间的计算、时间与各分矢量结合形成控制波形。

2.1 空间电压矢量的合成分析

六相桥臂有12个开关管Q1～Q12，由于桥臂上下开关管同时导通会导致直流电源短路，上下开关管同时关断不能形成有效回路，所以桥臂上下的开关管不能同时导通和同时关断。定义开关管的上桥臂导通时为“1”下桥臂导通时为“0”，这样六相逆变桥臂的工作状态可组成六位的二进制数000 000～111 111，形成26=64种不同的开关状态。

设三相正弦电压瞬时表达式为:

合成的空间电压矢量为:

通过对000 000～111 111共64种开关状态进行分析得，合成电压矢量图，如图3所示。

对合成结果分析得:64种开关状态共合成64个矢量，按模值不同分成4类:10个零矢量、36个模值为Udc的小矢量、12个模值为Udc的中矢量和6个模值为2Udc的大矢量。各组模值对应的开关状态如下表1-表4。

图3 合成电压矢量图

表1 矢量和长度为0时开关状态二进制表示

表2 矢量和长度为Udc时开关状态二进制表示

表3 矢量和长度为Udc时开关状态二进制表示

表3 矢量和长度为Udc时开关状态二进制表示

角度30 角度90 角度150 角度210 角度270 角度330 100 001 100 100 000 110 010 010 011 000 001 001 101 101 100 111 110 110 011 110 011 011 111 001

表4 矢量和长度为2Udc时开关状态二进制表示

2.2 合成矢量区域的分配

见图4，设合成矢量为 Uref，将合成矢量的模值设为Vref，角度设为θref。则 Vref范围为 0 ～ 2Udc，θref的范围为0～360°。

首先以60°为单位可以将矢量图分为六个大的区域:扇区Ⅰθref(0°～ 60°)、扇 区 Ⅱ θref(60°～120°)、扇区Ⅲθref(120°～ 180°)、扇区Ⅳθref(180°～ 240°)、扇区Ⅴθref(240°～300°)、扇区Ⅵθref(300°～360°);然后，在每一个大的扇区中分出六个小的分区，参考矢量Uref在α轴和β轴的投影分别为

图4 合成矢量区域的分配

以扇区Ⅰ为例:

当(θref)(0°～30°)时，若，则为区域 ①;若，则为区域③;否则为区域④;

当(θref)(0°～30°)时，若，则 为区域②;若，则为区域⑥;否则为区域⑤;

2.3 各矢量作用时间的计算

设:T表示在θref通过一个小分区的时间，Vx表示矢量x，tx表示矢量x在一个小分区内作用的时间。

如图5对于扇区Ⅰ中的区域①有三个最接近三角形的电压矢量 VA1，VA2，VA3，由伏秒平衡原理可得:

将(4)式中的矢量，在α-β轴上进行分解得:

图5 对扇区Ⅰ矢量分析

经化简得

解得

其它区域的计算和区域①的计算过程一样，结果见表5。

表5 扇区Ⅰ中六个区域的时间

2.4 空间电压矢量作用顺序的确定

空间电压矢量的作用顺序主要遵守以下几个原则:(1)开关矢量的选择应尽量满足在每次开关矢量变化时，只改变一个开关状态;(2)为了方便控制，把一个小扇区分成七个开关矢量作用段，且开关矢量的作用时间是对称的;(3)零矢量的作用时间是等份分配的。

综合以上因素，以扇区Ⅰ为例，讨论开关矢量的导通顺序。在区域①中，一个开关周期内矢量作用顺序为:

在扇区Ⅰ的其他区域导通顺序见表6。

表6 扇区Ⅰ内的各区域导通顺序表

2.5 时间与各矢量结合形成控制波形

将计算得到的时间和相应的矢量结合生成控制波形，以扇区Ⅰ的区域①为例，生成控制波形如图6。

3 仿真研究

为验证本文中提出的六相三电平并网逆变器的可行性，本文通MALTAB/Simulink软件对其进行了仿真。图7是试验的主电路结构图。

图6 PWM控制波形图

图7 试验的主电路结构图

图8 未加入电网负载时的电压波形

图8是未加入电网负载时，直流母线电压为400 V，变压器的变比为1∶1时的相电压波形和线电压波形。从相电压波形可以分析出:产生了+400 V和-400 V以及0 V三个电平的效果。从线电压波形中分析出:当两个相差120(°)的相电压PWM波形叠加时产生了五电平的效果:电平分别为:800 V、400 V、0 V、-400 V、-800 V。

图9 加入电网负载时相电压波形和THD分析

图10 加入电网负载后的线电压波形和THD分析

图9 、10试验条件为:直流母线电压为380 V;变压器的变比为1∶1时;输出接线电压380 V的电网负载。

图9为加入电网后的相电压波形和THD分析，可以看出有5.1×10-8的直流分量谐波存在，谐波含量很小。图10为加入电网后的线电压波形和THD分析，可以看出有2.9×10-8的直流分量谐波存在，谐波含量近乎为零。逆变器并入电网后可以看出仿真结果和理论分析结果一致。

仿真研究结果验证了六相三电平并网逆变器的可行性，也展现出了六相三电平并网逆变器很多优点:1)相比NPC型三电平逆变器没有中点电压不平衡问题;2)隔离耦合变压器可以使得输入电压的范围更宽，从而降低对前端直流电压调幅电路要求，使得逆变器的电压适应性更强;3)同时保留了三电平逆变器的谐波污染小等优点。

4 实验研究

基于DSP 2000系列TMS320F2812微控制器，搭建了一台1 KW六相三电平并网逆变器的样机。样机主要的参数如表7所示。

图11～图13是样机的实物展示和相关实验波形。

图11为研制的样机，由一块DSP控制板、三块光耦隔离驱动板、三个工频变压器组成。在测量电压时采用电阻分压电路，用两个电阻R1，R2组成分压电路，从而使测得的电压为实际电压的R1/(R1+R2)倍。

图12为样机测量的相电压波形明显可看出三电平的状态。图13为测量的线电压波形，五点平效果是两相相差120°的相电压叠加的结果。经过实物验证，验证了方案的可行性。

表7 实验样机的主要参数

图11 样机实物图

图12 相电压波形

图13 线电压波形

5 结束语

本文通过对六相三电平并网逆变器的主电路结构和控制方法的研究。从理论分析、仿真试验和实物验证三个角度证明了六相三电平并网逆变器的可行性及其优点。六相三电平并网逆变器有以下优点:(1)与NPC型三电平并网逆变器相比，没有中点电压不平衡问题;(2)隔离耦合变压器使得直流母线的输入电压范围更广，也使得电路更加安全;(3)同时保留了三电平逆变器的谐波污染小等优点。此六相三电平逆变器可以广泛用于相应场合。

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