一种新颖的磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器

刘志军 虞晓阳 金 科

（南京航空航天大学 南京 210016）

1 引言

半桥三电平变换器（Three-Level Half-Bridge Converter,TLC）的最大优点是其主开关管电压应力只有输入电压的一半[1,2]。因此，这类变换器非常适合应用于高电压输入的应用场合，例如三相功率因数校正变换器的后级、地铁动车辅助电源[3]、船舶供电[4]等。此外，对于低压大电流输出的变换器，通常采用倍流整流（Current-Doubler-Rectifier,CDR）结构[5-7]。高压输入、低压大电流输出的直流变换器广泛应用于电镀电源、通信电源、蓄电池充电电源以及飞机供电电源等。

传统半桥三电平直流变换器有飞跨电容和钳位二极管结构[1,2,6]。该类变换器可以使得输入分压电容均压和主开关管电压应力均为输入电压的一半。然而在正负半周占空比不对称时，会出现输入端分压电容电压不等。此时飞跨电容通过钳位二极管强迫输入端分压电容电压相等，即存在开关电容模态，钳位二极管产生很大的瞬间电流。因此该类变换器应用于大功率场合时可靠性较低。文献[8]提出了一种无飞跨电容的半桥三电平直流变换器，该变换器实质上是把两个半桥桥臂相串联，无需飞跨电容和钳位二极管仍能实现四只开关管的电压应力均为输入电压的一半，因此不存在钳位二极管可靠性问题。

文献[6]提出了一种倍流整流方式零电压开关（Zero Voltage Switching,ZVS）脉宽调制（Pulse Width Modulation,PWM）半桥三电平变换器，该变换器可以在全负载范围内实现主开关管的ZVS，并且二次整流管自然换流，不存在整流二极管反向恢复问题，同时消除了二次整流管输出的电压尖峰。然而为了保证滞后桥臂开关管在全负载范围内实现ZVS，滤波电感电流最小值在满载时必须为负值，即存在很大的电感电流脉动，产生很大的磁性元件损耗和一次环流损耗，限制了效率的进一步提高。

为了解决以上提到的问题，本文提出了一种新颖的磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器。首先采用无飞跨电容和钳位二极管的半桥三电平结构，然后在现有倍流整流方式ZVS PWM半桥三电平变换器的基础上，增大滤波电感值，在重载时，滤波电感电流最小值为正，利用一次漏感的能量实现每个桥臂下管的ZVS；在轻载时，滤波电感电流最小值为负，利用一次漏感的能量和主变压器励磁电感的能量共同实现每个桥臂下管的ZVS。为了提高功率密度，本文还采用了磁集成（Integrated Magnetic,IM）技术[9-11]，首先将主变压器拆分为两个，再分别利用变压器的励磁电感替代滤波电感，最后再将两个变换器集成到一个磁心里面，磁集成之后一次的漏感为两个主变压器漏感之和，增加了变换器在重载时每个半桥桥臂下管实现ZVS的能量。

本文首先详细分析了该变换器的工作原理，接着讨论了主开关管实现 ZVS的范围和同步整流的自驱动电路设计，最后通过一台2.8kW的原理样机验证了理论分析的正确性。

2 拓扑推导和工作原理

倍流整流结构非常适合应用于低压大电流输出的场合。然而传统的倍流整流变换器有3个磁性元件如图 1a所示。它包含一个变压器和两个滤波电感。这3个磁性元件体积较大，同时存在很大的通态损耗。为了提高变换器的功率密度和效率，需要采用磁集成技术。图1给出了磁集成结构的推导，推导过程如下。首先将主变压器拆分为两个，它们的一次串联、二次也串联如图1b所示。

图1 磁集成结构的推导Fig.1 Derivation of the integrated magnetic structure

这样的连接很难确定两个主变压器的连接处的电位。为了作更详细分析，图2给出了图1b的具体工作模态。在这里，假设Va是一个恒定的直流电压，D为变换器的占空比。根据电感的伏秒平衡，可以得到如下等式

图2 倍流整流结构的推导分析Fig.2 Operational modes of CDR structure

简化后可以得到关于VO的表达式

从式（2）可以看出，只要Va是一个恒定的直流电压，VO的增益表达式与Va无关。

根据主变压器的磁通平衡，可以得到以下等式

简化后得到关于Va的表达式

将式（2）代入式（4）可以得到

由式（5）可以看出，两个变压器二次的连接点处电位与输出电压时相等的。因此，a点可以与 b点相连接如图2c所示。再利用变压器的励磁电感替代输出滤波电感如图2d所示。此时主变压器起到了耦合电感的作用。即磁集成之后的变压器本质上就是耦合电感。

图3给出了提出的磁集成倍流整流半桥三电平直流变换器的原理图和主要波形图，变换器采用不对称PWM控制方式。这里定义Q1、Q2为一个半桥桥臂，Q3、Q4为一个半桥桥臂，其中Q1、Q3分别为半桥桥臂上管，Q2、Q4分别为半桥桥臂下管。在分析之前作如下假设：①所有开关管、二极管均为理想器件；②所有电感和电容均为理想元件；③C1=C4，C2=C3；④Lf1=Lf2=Lf；⑤输出滤波电容足够大，可近似一个电压源VO。在一个开关周期中，各开关模态的工作情况如下：

图3 提出的变换器Fig.3 Proposed converter

开关模态一[t0时刻之前]（图 4a）。Q1、Q4导通，一次电流线性增加，给变压器 T1储能，同时通过变压器 T2向负载提供能量，iLf2向负载提供能量，VDR1截止，VDR2导通。

开关模态二[t0-t1]（图4b）。在t0时刻关断开关Q4，ip给C4充电，同时给C3放电。由于C4的存在，Q4近似零电压关断。在t1时刻，C4充电至Vin/2，C3放电至 0，为Q3的零电压开通创造了条件。

开关模态三[t1-t2]（图4c）。在t1时刻可以零电压开通Q3，ip通过Q1、Llk、T1的一次、T2的一次、Q3、Cd1续流。由于iP不足以提供负载电流，iLf1、iLf2分别通过VDR1、VDR2向负载提供能量。

开关模态四[t2-t3]（图4d）。在t2时刻，关断Q1，ip给C1充电，同时给C2放电，由于C1的存在，Q1近似零电压关断。在t3时刻，C1电压上升至Vin/2，C2电压下降至0，为下一时刻零电压开通Q2提供的条件。二次 VDR1、VDR2仍然同时导通。在这里实现Q2的ZVS能量在不同负载下是不一样的，在下面将进行详细分析。

开关模态五[t3-t4]（图4e）。在t3时刻可以零电压开通Q2，一次电压全部加在漏感Llk上，ip迅速减小且负向增大。由于iP不足以提供负载电流，故二次仍然在续流，VDR1、VDR2继续导通。

开关模态六[t4-t5]（图 4f）。在t4时刻，ip折算到二次等于滤波电感Lf1上的电流，此时 VDR2关断。iP给 T2储能，并且通过 T1向负载提供能量。iLf1通过VDR1向负载提供能量。

后半个周期变换器的工作情况类似于前半个周期。

图4 模态图Fig.4 Operational modes

3 主开关管实现ZVS分析

根据变换器的工作模态分析可知，两个半桥桥臂上管，即Q1、Q3实现ZVS能量是由一次漏感和主变压器的励磁电感的能量共同提供，因此，Q1、Q3很容易实现ZVS。

两个半桥桥臂下管，即Q2、Q4在不同负载下实现 ZVS的能量有所不同，由于提出的变换器在正负半是对称工作的，因此本文以Q2实现 ZVS为例分析。表 1给出了变换器在不同负载下Q2实现ZVS的模态图和等效电路图。

表1Q2在不同负载下实现ZVS的情况Tab.1 Realization of ZVS for theQ2in different load conditions

在重载时，二次处于续流状态，关断Q1时，此时依靠一次漏感能量抽取Q2上的电荷，由于一次电流较大，因此容易实现Q2的 ZVS。实现ZVS的条件为

式中，CMOS为开关管的输出电容。

在轻载时，iLf2开始变负，VDR2自然截止，iLf2折算到一次进行续流。Q1关断时，依靠一次漏感的能量、变压器 T1励磁电感的部分能量和变压器 T2励磁电感的能量共同抽取Q2上的电荷，实现 ZVS的条件为

在极轻载时，iLf2负向增加，iLf1线性减小，Q1关断时iLf1、iLf2大小相等，此时已经进入负载电流断续模式，依靠一次侧漏感的能量和变压器T1、T2励磁电感的能量共同抽取Q2上的电荷，实现 ZVS的条件为

4 同步整流的自驱动电路设计

当变换器应用于低压大电流输出的场合，采用同步整流可以进一步提高变换器的效率[12-15]。对于桥式对称型的变换器，在一次续流阶段实现同步整流管的自驱动是很困难的。文献[16]提出了一种自驱动ZVS全桥变换器。该变换器采用PWM控制方式。由于同步整流管的栅极驱动信号与每个桥臂的中点电压相一致，因此可以利用桥臂中点电压驱动同步整流管。该驱动电路的驱动损耗较低，驱动速度快。同时在续流阶段，驱动信号仍能以足够的电压保持同步整流管导通。然而当这种方法应用于高电压输入的场合时，每个桥臂的中点电压也均为输入电压。此时自驱动电路的驱动变压器匝比很大。驱动变压器很难进行设计和优化。自驱动的效果也不是很理想。因此该自驱动电路在高压输入的应用场合下效果较差。

为了解决这些问题，本文提出的变换器采用在主变压器上增加绕组驱动同步整流管。从图4的工作模态分析可以看出，提出的变换器将主变压器拆分为两个变压器。在输入端向负载提供能量的阶段，即DTS时间段，一个变压器向负载提供能量，另一个变压器只起到电感的作用，即储能，未向负载提供能量。其中TS为开关周期。在续流阶段即(1-D)TS时间段，两个变压器均为电感的功能，向负载释放能量。因此，主变压器的电压波形分别与同步整流管的栅极驱动信号相一致。图5给出了自驱动电路图和自驱动电路的相关波形。可以看出，不论在一次向负载提供能量阶段，还是在一次续流阶段，变压器的电压波形始终与同步整流管的栅极驱动信号波形相一致。因此，可以直接利用主变压器的附加绕组驱动同步整流管。并且驱动电路非常简单。

图5 自驱动电路Fig.5 Self-driven circui

5 实验验证

为了验证变换器的工作原理，在实验室完成了一台输出 28V/100A的原理样机。主要技术指标为：Vin=DC800V；VO=28V；IOmax=100A；fS=100kHz。四个变换器主电路的主要器件以及参数见表2。这里，采用二极管整流的传统ZVS PWM CDR TLC为文献[6]提出的变换器。

表2 四个变换器的主电路主要器件以及参数Tab.2 Main devices and parameters of four converters

图6给出了提出的采用同步整流的变换器在不同负载下的波形图。图6a和图6b分别为满载和半载时vAB、ip、vSR1和vDS1的波形图，其中vSR1的波形为二次同步整流管QR1栅极和源极两端的波形。可以看出vDS1出现振荡，是由于一次的漏感与二次整流管的结电容谐振引起；同步整流管的驱动波形与理论分析相符合的，可以直接驱动同步整流管。图6c为IO=21.6A时的波形图，此时变换器处于由重载到轻载过渡时段，实现主开关管ZVS的能量是最小的，而本文提出的变换器在这过渡阶段仍然实现ZVS。在此阶段，二次整流管的导通损耗较小，因此直接采用同步整流管的体二极管整流。图 6d给出了IO=4A时的波形图，此时变换器已经进入了轻载模式，由于流经二次整流管的电流自然换流，因此vDS没有出现振荡。图6e和图6f为变换器在极轻载时的波形图，此时二次整流管仍然处于自然换流状态，因此vDS仍没有出现振荡。在IO=1A时，此时变换器的占空比仍然大于50%。

图6 实验波形Fig.6 Experimental waveforms

图7给出了四种变换器的效率曲线图。在重载时，由于采用同步整流电路可以进一步提高变换器的效率，因此采用同步整流的有钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的效率高于采用二极管整流的有钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的效率。在轻载时，采用同步整流的有钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的二次整流损耗并不是很大，因此可以采用 MOSFET的体二极管整流。而 MOSFET的体二极管的压降较大并且整流特性较差的缘故，采用二极管整流的有钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的效率略高于采用同步整流的有钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的效率。采用同步整流的无钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的效率在整个负载范围内均高于采用同步整流的有钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC的效率。这是由于有飞跨电容和钳位二极管的半桥三电平结构其钳位二极管存在很大的损耗。在轻载时效率差异最为明显，这是由于钳位二极管的损耗在整个损耗差异中占主要比重。在重载时钳位二极管的损耗在整个损耗差异中并不是占主要比重，因此两个变换器的效率差异不是很明显。

图7 额定输入电压时效率随负载电流的关系图Fig.7 Efficiency with load current

采用同步整流的无钳位二极管和飞跨电容结构的IM CDR TLC在满载时的效率为97.1%。当负载电流为46A时，变换器的效率最高，为98.3%。在轻载时变换器的效率仍然高于93%。当负载电流为2A时，变换器已经进入负载电流断续模式，变换器的效率为87%。

6 结论

本文提出一种自驱动磁集成倍流整流半桥三电平变换器。采用磁集成倍流整流结构，不仅提高了变换器的功率密度，同时还降低了磁性元件的损耗。为了进一步提高变换器的效率，本文提出了一种自驱动电路。该驱动电路结构简单，实验结果验证了该电路的有效性。不存在传统半桥三电平变换器中的钳位二极管可靠性问题。同时采用两个主变压器结构，极大地拓展了主开关管的 ZVS范围。在实验室搭建原理样机验证了理论分析的正确性。提出的变换器非常适合应用于高电压输入、低压大电流输出场合。

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