高电压宽范围输入低电压输出的DC-DC辅助电源设计

胡亮灯 孙 驰 赵治华 艾 胜

（海军工程大学舰船综合电力技术国防科技重点实验室 武汉 430033）

1 引言

辅助电源（APS）是任何能量变换装置的心脏，几乎所有的电力电子变流系统（包括变频器，斩波器、UPS，有源滤波器等）要求为其二次回路提供辅助电源。中高压、大容量电力电子变流系统二次回路采用柜体内直流母线电压作为辅助电源的输入，可以简化变流系统柜体内外二次回路连接线，降低二次回路防电磁干扰要求及线路本身绝缘问题，甚至可以取消柜体内UPS等，高压直流母线作为辅助电源输入示意图如图1所示。

图1 高压直流取电示意图Fig.1 High voltage DC bus fed electricity

图1中辅助电源输入为直流母线电压，而辅助电源输出直接作为变流系统二次回路（控制及驱动电路）电源，也即高压直流取电原理。从图中也可看出，变流系统高压直流取电工程实现的核心是辅助电源。

为确保变流系统安全、可靠运行，要求当变流系统直流母线电压比较低时，系统二次回路就能正常工作，即要求辅助电源能在尽可能宽的电压输入范围内工作。也正是由于辅助电源在母线电压低时仍可工作，故变流系统无需防系统二次回路掉电的UPS。对于高电压、大容量电力电子变流系统，直流母线取电技术实现要求辅助电源输入电压更高、范围更宽。为实现变流系统模块化、标准化，变流系统每个功率单元配相应辅助电源，因此，辅助电源能从功率单元本身的直流母线取电，无需跨接功率单元的高压电缆，简化了系统外部线路连接，也降低了二次回路被其他功率单元电磁干扰的可能性。

对于高电压、宽范围输入的辅助电源，目前国内外研究较少。文献[1-6]对这种辅助电源进行了相关的研究。文献[1]提到了一般辅助电源输入为200～1 200V，输出为 3.3～48V，额定功率小于100W。文献[2]提出了基于二极管中点钳位（NPC）的辅助电源电路，该方案实现了低压开关管应用到高电压场合目标，但其驱动控制较复杂。文献[3]基于单管反激拓扑，设计了一种直流电压输入为1 050～2 500V，输出直流电压24V的辅助电源，但由于增加了RCD吸收电路，导致了辅助电源的效率较低，且其电源输入范围难以满足高电压、大容量变流系统对辅助电源要求。文献[4]在快速电容多电平变换器基础上提出了非隔离和隔离型两种拓扑结构的跨接电容辅助电源电路，其中隔离性拓扑输出稳压性相对较差，两种电路均存在驱动复杂、电压输入范围较窄问题。文献[5,6]基于双管反激拓扑，设计了一种光伏逆变器用120～850V输入，多路输出辅助电源。

总之，上述文献所研究的辅助电源电压输入范围主要集中在1 000V以下，对更高电压、更宽电压输入范围的辅助电源研究很少。因此，对高电压宽范围输入的DC-DC辅助电源的研究很有必要。

反激和正激 DC-DC变换器输入/输出电气隔离，具有安全、可靠性高等优势，现广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中[7-10]。相比正激变换器，反激 DC-DC变换器结构简单、成本低廉[10]，其电压范围广，适合各种不同电压等级场合[12-15]。单管反激变换器主开关关断电压应力较大，难以用于输入电压较高的场合，而双管反激变换器的主开关电压应力仅为输入电压，并且漏感能量可回馈到输入侧，无需增加任何吸收电路，因而整机效率也比较高，其非常适用于较高输入电压和性能要求的场合[16-18]，故本文研究的高压输入辅助电源选用双管反激式拓扑结构，相比单管反激电路，双管反激驱动电路存在高压隔离问题。图2为二次回路采用直流母线取电方式的 20MW/十五相推进变频器的电路拓扑结构，根据系统要求，该辅助电源输入电压范围为DC300～2 500V，输出电压DC24V。从图可看出该变频器在电路结构、空间布局及控制功能上存在较明显的分布特征，因此采用分布式高压直流取电辅助电源供电方法将使整个变流装置从模块到子系统都具有真正可插拔的标准化和模块化特征，从而极大地提高系统的可靠性。

图2 20MW/十五相变频器电路拓扑结构Fig.2 Topology of the 20MW fifteen-phase PWM driver

本文正是基于此，采用双管反激拓扑，对电压输入范围为300～2 500V、电压输出为24V辅助电源进行了研究。文中给出了辅助电源主电路及控制电路详细的电路设计方案，并将设计的辅助电源方案与传统辅助电源方案进行了对比分析，包括宽输入电压实现、输入输出高压隔离的实现和驱动电路上下管高压隔离及同步驱动实现等，并对双管反激电源效率进行了计算。文中最后在几种典型输入电压及负载情况下对设计的双管反激辅助电源进行了实验。

2 辅助电源设计

本文所设计的辅助电源采用双管反激式拓扑结构，其电压输入为300～2 500V直流，电压输出为24V直流，额定功率为50W，开关频率为50kHz，主电路如图3所示。为研制高功率密度的辅助电源，对电源主要功率器件体积、功耗等有严格的要求。设计的辅助电源开关管（图3中SW1～SW3）选用IXYS公司型号为IXTF1N400（耐压4 000V，导通电流1A）的MOS管，该开关管尺寸仅1元硬币般大小；整流二极管VD0选用VMI公司4 000V/2.2A快恢复二极管，型号为 K50UF；钳位二极管 VD1和VD2选用HVCA公司4000V/1A快恢复二极管，型号为HVRW4。

图3 辅助电源主电路Fig.3 Main circuit of APS

下面对辅助电源主电路和控制电路分别进行说明。

2.1 主电路设计

辅助电源主电路主要由启动电路、输入电路、输出电路、反馈电路和高频变压器等五部分组成，如图3所示。其各部分的工作原理及功能如下。

2.1.1启动电路

启动电路如图3中A区域所示。图中RT、RST分别为开关管的栅极、漏极限流电阻，VD7、VD8为稳压二极管，其稳压值相同，C0为启动储能电容，图中VCC为电容C0电压，也为芯片UC3844电源电压。

辅助电源启动原理如下：直流输入电压Vdc(in)通过电阻RT为 MOS管 SW3栅极供电，当SW3栅-源极电压大于其开通阈值电压时，开关管SW3开通；当 SW3开通后，Vdc(in)通过电阻RST（RST<

2.1.2输入电路

辅助电源输入电路如图3中B区域所示。图中VD1和VD2为钳位二极管，SW1和SW2为MOS管，C8、C9和C10为输入滤波电容，RSENSE为电流检测电阻。

2.1.3输出电路

辅助电源输出电路如图3中C区域所示。图中VD3、VD4为超快整流二极管，R1和C1构成VD3、VD4反向恢复尖峰吸收回路，C2～C5为输出滤波电容，L1为平波电感，R2为假负载，RL为负载电阻，输出部分采用π形滤波电路。

2.1.4反馈电路

反馈电路如图 3中 D区域所示。电阻R3用来减小绕组尖峰电压。VD5为高效整流二极管。为使反馈电压VCC更平稳，采取两级滤波，其中R3、VD5、C6和C7为第一级滤波，主要用于减少辅助绕组产生的尖峰电压。VD6、C11、C11和C12为第二级滤波，主要用于减少辅助电源启动时间。

2.1.5高频变压器

高频变压器如图3中T1所示。为实现电源输入输出高压隔离，输入绕组、辅助绕组均采用 10kV的高压线进行绕制。为减少绕组间漏感，输出绕组和辅助绕组采用两线并绕方式绕制，其中辅助绕组作为反馈电路的一部分，为降低此变压器的制作难度，辅助绕组和输出绕组采用相同匝数。变压器绕组示意图如图4所示。

图4 高频变压器绕组形式Fig.4 High frequency transformer winding layout

2.2 控制电路设计

辅助电源控制电路采用峰值电流型双环控制，即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。内环为控制芯片UC3844电流环，电压外环采用反馈电路取样电压与UC3844内部基准电压进行比较产生误差电压，产生的误差电压与一次电流检测电阻电压进行比较，进而调节UC3844输出脉冲宽度，即构成电压环。

辅助电源控制电路主要由 PWM产生电路、取样电路、误差补偿电路、软启动电路、振荡电路、电流检测滤波电路和变压器门极驱动电路共七部分组成，如图5所示。其各部分的工作原理及功能如下。

2.2.1PWM产生电路

PWM产生电路如图 5中I区域所示。图5中UC3844是固定频率电流模式控制器，芯片PWM输出为上下三级管构成的图腾结构。二极管 VD12作用：当芯片UC3844输出低时，为驱动变压器一次绕组提供续流回路，也可给控制芯片下三极管关断时提供续流回路；二极管VD11作用：当芯片UC3844输出高时，为控制芯片上三极管关断时提供续流回路，也可防止UC3844输出电压过高损坏芯片。

图5 辅助电源控制电路Fig.5 Control circuit of APS

2.2.2取样电路

取样电路如图 5中 E区域所示。图中R4、R6为电压VCC取样电阻，其输入作为UC3844引脚VFB反馈输入，构成电压闭环，实现保持VCC电压稳定目的。需注意R4、R6阻值，R4、R6阻值太大，将导致输出电压调节比较缓慢，而R4、R6阻值太小则VCC流过该支路电流过大，导致辅助电源在设计的电压范围内无法启动。电阻R5、C13作用为消除VCC电压尖峰引起反馈电压不稳定。

2.2.3误差补偿电路

误差补偿电路如图5中F区域所示。误差补偿电路由电阻R7、电容C14组成，该补偿电路可提升电流控制模式下辅助电源的稳定性。

2.2.4软启动电路

软启动电路如图5中G区域所示。软启动电路由二极管VD9、VD10、电阻R8和电容C15组成。

2.2.5振荡电路

振荡电路如图5中H区域所示。通过设置R9、C16大小可实现所需开关频率，芯片 UC3844输出PWM频率为振荡频率的一半。电容C13目的为防止振荡频率抖动。

2.2.6电流检测滤波电路

电流检测滤波电路如图 5所示 J区域。R11和C17作用为消除电流波形前沿尖脉冲引起的不稳定性。R11和C17滤波时间常数太长，将导致空载情况下进入脉冲跳跃模式；滤波时间常数太短，有部分尖峰可能进入电流比较器导致产生不稳定脉宽。

2.2.7变压器门极驱动电路

变压器门极驱动电路如图5所示K区域。由于电源开关管SW1为浮地，不能直接驱动，文中设计了简单、易实现的变压器门极驱动器，满足了电源高频高压驱动要求。UC3844驱动能力达1A，故其输出直接与变压器门极驱动器相连来驱动辅助电源上、下开关管。

3 传统和改进的辅助电源电路对比分析

3.1 辅助电源高电压宽范围输入的实现

传统的辅助电源输入范围相对较窄，传统辅助电源启动电路如图6a所示，其输入为直流母线，输出为电压VCC，VCC主要用于辅助电源控制芯片启动供电。为了实现电源在低电压输入时快速启动工作，电阻RST应该设置较小，此时RST损耗较小。但在高母线电压输入时RST损耗较大，因此无法应用于更宽、更高电压场合。

图6 APS启动电路Fig.6 Start-up circuit of APS

考虑到传统辅助电源启动电路应用于高电压场合存在不足，设计的辅助电源启动电路如图 6b所示，其工作原理详见第 2.1节启动电路部分。通过设置电阻RT和RST不同的值（RST为 kΩ级，RT为MΩ级），可以实现辅助电源高电压宽范围应用场合。小阻值RST实现低电压输入电源快速启动，电源启动后，大阻值RT支路自动关闭小阻值RST支路，启动电路损耗为RT支路损耗，相比传统启动电路损耗小，该电源启动方案可应用到高电压输入场合，同时为研制高功率密度的辅助电源提供了借鉴。

3.2 辅助电源输入输出高压隔离的实现

传统辅助电源主要通过光耦芯片实现输入输出隔离，传统辅助电源反馈电路如图7a所示。图中变压器T1二次绕组分别为输出绕组（上）和辅助绕组（下），辅助绕组电压VCC是变压器一次侧控制芯片电源，输出绕组电压Vout通过光耦芯片PC817实现了输出电压反馈和输入输出有效隔离。但对于高达几千伏输入的辅助电源，现有的光耦芯片无法满足其输入/输出隔离要求。此外，对于输出电压比较高的辅助电源，该反馈方式还存在不稳定性因素。因为当输出电压一旦大于参考电压时，反馈电路光耦输入侧电流将急剧变化，则光耦输出侧电压快速变化，导致控制芯片输出驱动脉冲不稳，从而影响了电源稳定性。

图7 APS反馈电路Fig.7 Feedback circuit of APS

为实现辅助电源输入/输出高压隔离和辅助电源其输出电压在不同输入电压、不同负载时输出电压稳定目的，设计的辅助电源其反馈电路采用辅助绕组电压反馈方法实现，设计的辅助电源反馈电路如图7b所示。图中辅助绕组电压VCC既是控制芯片电源，又是控制芯片反馈输入，该方式有效地利用了高频变压器T1来实现输入/输出高压隔离。

为保证辅助电源在不同输入电压及不同负载情况下输出电压稳定，需尽可能提高输出绕组和辅助绕组两绕组的耦合程度，采用输出绕组和辅助绕组两线并绕方式。此外，考虑到变压器制作难度，输出绕组和辅助绕组取相同匝数。设计变压器时，注意控制变压器漏感，以降低开关管关断尖峰。

3.3 一次电流检测电路

由于传统辅助电源所采用开关管所能通过电流裕度比较大，变压器一次电流检测电路没有考虑 RC滤波延时、控制芯片输入输出延时、驱动延时等。设计的辅助电源所采用的高频高压 MOS管电流裕度比较小，为实现开关管的有效保护，必须考虑电路中各种延时，进而给出了 MOS管关断最大峰值电流Ipmax计算公式为

式中，Vdcmax为辅助电源最大输入电压；tdelay为变压器一次侧检测电阻检测到电压到开关管动作完成时间；Lm为变压器一次电感。

3.4 辅助电源驱动的改进及实现

3.4.1 驱动变压器匝数比的改进及分析

传统双管反激辅助电源驱动一般采用简单、易实现三绕组驱动变压器，绕组匝数比一般为1∶1∶1，通过变压器实现上、下管驱动信号高压隔离。传统辅助电源驱动电路如图8a所示，图中驱动变压器一次绕组输入为 PWM脉冲，二次侧分别输出两路隔离的脉冲，分别为脉冲PWM1和脉冲PWM2。为防止驱动变压器饱和，在变压器一次侧设置隔直电容，隔直电容可为开关管关断提供负压，确保开关管可靠关断。

图8 APS驱动电路Fig.8 Driver circuit of APS

根据开关管占空比D及输入脉冲电压幅值VCC，可计算驱动变压器输出脉冲幅值Vg为

辅助电源所采用芯片 UC3844最小工作电压VCC约为 11V。当驱动变压器绕组比为 1∶1∶1时，开关管以芯片输出最大占空比Dmax工作时，开关管Vg约为 6V，此时开关管不能充分导通，导致其发热、损耗大。

当将驱动变压器电压比调整到 1∶1.35∶1.35时，可将Vg升至约 8V，此时辅助电源所采用开关管MOSFET已饱和导通（MOS管栅-源电压8～10V饱和导通）。

当开关管以最小占空比工作时，同时考虑到设计的辅助电源电压VCC为24V，则此时Vg约为24V，超过了开关管栅-源电压最大值，故在开关管栅-源极并10V稳压管来钳位其最大电压。此外，选择合适的稳压管还可防止驱动脉冲顶端电压跌落过大。

3.4.2驱动变压器驱动性能改进及验证

由于控制电路信号、驱动电路延迟和传输线路延迟上的差异及所驱动开关管本身差异，双管反激辅助电源上、下开关管驱动信号往往存在不同程度的不同步现象，驱动变压器二次侧输出及两开关管驱动脉冲上升沿实验波形如图9所示，图中PWM1和PWM2分别为上管和下管驱动波形上升沿。对比PWM1和PWM2波形知，米勒平台后，驱动波形出现差异，时小时大，驱动脉冲差异可能造成上、下管驱动速度不能完全同步，甚至导致上、下管电压不均。

图9 不带耦合电感驱动脉冲上升过程Fig.9 Pulse rise process（without coupling inductance）

为此，在驱动变压器二次侧采用K.S.等人提出的门极信号耦合电感，以确保驱动信号同步，其驱动电路示意图如图8b所示，耦合电感为图中小虚框所示部分。耦合电感Lm计算公式为

式中，ΔT为两驱动信号时间差，Ugs+、Ugs-分别为开通电压，关断电压，Ugs1、Ugs2为通过耦合电感后两个驱动电压，Cies为开关管门极输入电容。

不加耦合电感驱动脉冲上升沿如图9所示，添加耦合电感驱动脉冲上升沿如图 10所示，对比可知，带耦合电感的驱动变压器其驱动信号同步性明显要好。

图10 带耦合电感驱动脉冲上升过程Fig.10 Pulse rise process（with coupling inductance）

4 双管反激辅助电源损耗和效率计算

为进一步考核设计的辅助电源正确性，文中对断续模式下辅助电源损耗及效率进行计算。

4.1 辅助电源损耗计算

辅助电源损耗（Ploss）主要包括启动电路损耗、输入二极管损耗、钳位二极管损耗、输出整流二极管损耗、开关管SW1、SW2损耗、变压器T1损耗、控制芯片UC3844及输出驱动损耗、假负载R2损耗等，Ploss可用式（4）进行计算。

式中，PRT为启动电路损耗；PD0为输入二极管VD0损耗；PD1,D2为钳位二极管 VD1、VD2损耗；PD3,D4为输出整流二极管VD3、VD4损耗；PSW1,SW2为MOS管 SW1、SW2损耗；PT1变压器 T1损耗；PU,G为芯片 UC3844及输出驱动损耗；PR2为输出假负载R2损耗，损耗相关计算方法及公式如下。

4.1.1启动电路损耗

启动电路损耗包括电源启动时损耗及电源工作时损耗。

（1）启动损耗。电源最小启动电压为Vdcmin=300V，此时MOS管SW3导通，启动损耗PRT,RST为MOS管SW3栅极支路与漏极支路损耗之和。

（2）工作损耗。辅助电源正常工作时，UC3844电压VCC=24V，MOS管 SW3关闭。此时启动电路工作损耗只有MOS管 SW3栅极支路，则启动电路工作损耗为

4.1.2输入二极管VD0损耗

输入二极管损耗包括正向压降损耗和正向导通损耗两部分。

（1）输入二极管 VD0正向压降损耗。辅助电源最小占空比Dmin为

式中，POUT为输出功率，Lm=6.47mH，fSW=50kHz。

峰值电流IP=0.87A，则二极管平均导通电流

二极管VD0（型号K50UF）在ID0=0.063A时，正向压降VF_D0=4V，则二极管VD0正向压降损耗

（2）输入二极管 VD0正向导通损耗。输入二极管正向导通电阻RD0=4Ω，导通电流有效值为

则二极管VD0正向导通损耗为

（3）输入二极管VD0总损耗

4.1.3钳位二极管VD1、VD2损耗

钳位二极管 VD1、VD2损耗由正向压降损耗和正向导通电阻损耗两部分构成。

（1）钳位二极管正向压降损耗。假设钳位二极管导通占空比 VD1,2=0.1，输出电流IOUT=VOUT/RL=24/RL，n=53/4，则二极管平均电流

VD1、VD2正向压降，则二极管VD1、VD2正向压降损耗：

（2）钳位二极管正向导通电阻损耗。假设钳位二极管正向电阻RD1=RD2=3Ω，其流过的有效值电流

二极管VD1、VD2正向导通电阻损耗

（3）钳位二极管VD1、VD2总损耗

4.1.4输出整流二极管VD3、VD4损耗

（1）二极管VD3、VD4正向压降功耗。整流二极管平均正向电流ID3,D4=IOUT=24/RL，正向压降VF_D3,D4=1V，则二极管VD3、VD4正向压降功耗

（2）二极管VD3、VD4正向电阻功耗。二极管VD3、VD4有效值电流

二极管VD3、VD4正向导通电阻RD3,D4=0.1Ω，则VD3、VD4正向电阻功耗

（3）二极管VD3、VD4总损耗

4.1.5MOS管 SW1、SW2损耗

（1）MOS管SW1、SW2开通损耗

式中，输出电容CO≈20pF，VCO=0.5Vdc(in)。

（2）MOS管 SW1、SW2导通损耗。MOS管SW1、SW2导通电阻RDS=60Ω，则导通损耗

（3）MOS管SW1、SW2关断损耗

（4）MOS管SW1、SW2总损耗

4.1.6变压器T1损耗

（1）一次绕组电阻导通损耗。一次绕组电阻RT1p=0.5Ω，则一次绕组电阻导通损耗

（2）二次绕组电阻导通损耗。二次绕组电阻RT1s=0.05Ω，则二次绕组电阻导通损耗

（3）励磁电感损耗。励磁电感电流有效值

式中，励磁电感等效串联电阻（ESR）RLm=0.1Ω。

（4）变压器T1损耗

4.1.7芯片UC3844及输出驱动损耗

MOS管驱动方式为：芯片 UC3844+变压器隔离驱动。芯片UC3844最大功耗PUC3844=1.25W；容性负载下，UC3844每周输出能量最大为 5μJ，则fSW=50kHz时，芯片最大输出驱动功率PGDT=5μ×50k=0.25W，则总的功耗为PU,G=PUC3844+PGDT=1.5W。

4.1.8输出假负载R2损耗

输出电压为VOUT=24V，假负载为R2=2kΩ，则输出假负载损耗为PR2=VOUT2/R2=0.29W

4.2 辅助电源效率计算

辅助电源效率计算公式为

式中，POUT为辅助电源输出功率。代入4.1节相关计算结果，则式（31）可用式（32）表示。

由上式可知，不同负载和不同输入电压下设计的辅助电源效率如图11所示。

图11 双管反激辅助电源效率Fig.11 Efficiencies of two-switch flyback APS

图11为不同输入电压下双管反激辅助电源效率示意图，图中曲线从下至上分别为输入电压300V、500V、1 000V、1 500V、2 000V和2 500V时，辅助电源效率计算结果。从图 11中可以看出随着输出功率的增加，辅助电源效率稳步增加；随着输入电压的增加，输出效率增加。因此要提高双管反激辅助电源效率可通过提高辅助电源输出功率实现，此外，提高辅助电源输入电压也可提高电源效率。双管反激辅助电源更适合高输入电压场合。

5 实验结果及分析

为了进一步验证上述结论，设计了 300～2 500V输入/24V输出，额定功率为50W的双管反激原理样机，并进行相关实验，原理样机实物如图12所示。

图12 辅助电源样机实物Fig.12 Entity of APS prototype

在不同输入电压及负载下对辅助电源样机进行了实验，包括高输入电压电源空载和低输入电压电源满载两种情况。由于篇幅有限，这里主要给出空载及满载实验结果。下述实验波形中，Vdc(in)为辅助电源输入电压波形，VOUT为辅助电源输出电压波形，VSW1和VSW2分别为电源开关管上管 SW1和下管SW2源漏极电压波形，Vgs2为SW2驱动电压波形。

5.1 空载实验分析

5.1.1低电压输入辅助电源空载实验分析

当输入电压为 246V时，辅助电源空载实验波形如图13所示。

图13 输入电压为246V时空载波形Fig.13 APS waveforms of input voltage 246V（unload）

由图13VSW1和VSW2波形可知，低电压输入电源空载时，辅助电源上、下开关管漏-源极电压基本一致，开关频率约为 50kHz。据VSW1和VSW2开通前电压下降很缓慢，可知辅助电源处于断续运行模式。

5.1.2高电压输入辅助电源空载实验分析

当输入电压为2.56kV时，辅助电源空载实验波形如图14所示。

图14 输入电压为2.56kV时空载波形Fig.14 APS waveforms of input voltage 2.56kV (unload)

由图14VSW1和VSW2波形可知，辅助电源开关频率小于 50kHz，表明辅助电源进入了脉冲间歇模式，此模式下可降低开关损耗。VSW1和VSW2波形中出现振荡（图中fH和fL所示虚框区域）原因如下：当开关管SW1、SW2关闭时，变压器一次电流开始对开关管输出电容CO充电。当上、下开关管源漏极电压满足式（33）时，二次侧二极管开始导通，此时变压器励磁电感Lm电压被钳位于nVOUT，变压器漏感L1和开关管输出电容CO发生高频谐振，从而出现开关管关断时高频振荡，如图中fH椭圆形虚线区域所示，振荡频率如式（34）所示。

式中，n为变压器T1绕组匝数比。

式中，L1为变压器漏感；CO为开关管 SW1和SW2输出电容。

当开关管SW1、SW2重新开通时，此时二次侧二极管截止，则变压器一次电感（电感L1和Lm之和）和开关管SW1和SW2输出电容CO将以Vdc(in)/2为中心低频振荡，如图中fL所示方形虚线区域，振荡频率如式（35）所示，此振荡可降低开关管开通损耗。

5.1.3不同电压输入辅助电源空载实验分析

不同电压输入时，电源空载结果如图15所示。

图 15a中虚线所示波形为开关管 SW2漏-源极峰值电压，实线所示波形为辅助电源输入电压均值，相应的辅助电源输出电压如图 15b所示。从图 15a知，开关管SW2峰值电压小于输入电压，且该差别随着输入电压的升高更明显，验证了双管反激拓扑更适合于高电压输入场合；从图15b知，辅助电源在设计的电压输入范围内，输出电压在 26.5～28V之间，输出电压纹波小于7%。

5.2 满载实验分析

5.2.1低电压输入辅助电源满载实验分析

输入电压为239V时，输出功率为50W时，辅助电源相关波形如图16所示。

图16 输入电压239V时满载波形Fig.16 APS waveforms of input voltage 239V (rated load)

由图16中开关管VSW1和VSW2波形知，开关管电压在导通时没有振荡，表明辅助电源在低输入电压满载时工作于临界或连续模式。

5.2.2高电压输入辅助电源满载实验分析

输入电压为 2.60kV，输出功率为 50W 时，辅助电源相关波形如图17所示。

由图17中VSW1和VSW2波形知，辅助电源上、下开关管电压相差比较大，其中下管电压大于上管电压，最大关断电压尖峰约为560V。

图17 输入电压为2.60kV时电源满载波形Fig.17 APS waveforms of input voltage 2.60kV (rated load)

为了进一步分析图17所示波形，将图17中椭圆虚框区域放大如图18所示。

图18 输入电压为2.60kV电源满载放大波形Fig.18 APS detailed waveforms of input 2.60kV (rated load)

由图 18中开关管电压波形VSW1、VSW2可知，开关管开通时间、关断时间分别约 80ns、200ns。开关管开通较快，可降低开通损耗；关断相对较缓，可降低开关管关断电压尖峰。图中驱动波形Vgs2有较快的上升和下降沿表明设计的带耦合电感的变压器隔离驱动器驱动性能良好，能满载辅助电源高频高电压应用场合要求。

5.2.3入辅助电源满载实验分析

不同电压输入时，辅助电源满载结果如图 19所示。

图19 不同输入电压下电源满载波形Fig.19 Output voltage and lower tube peak voltage waveforms in different input voltages (rated load)

由图19a知，当低电压较小辅助电源满载时，开关管 SW2源-漏极电压峰值大于输入电压均值；随着输入电压的增加，开关管SW2电压峰值与输入电压差别有所减小。从图19b可知辅助电源在设计的输入电压范围内输出电压保持稳定，输出电压维持在24.4～24.6V之间，电压纹波仅为0.83%左右。相比电源空载，电源满载输出电压稳定性有所提高。

5.3 不同输入电压及负载下辅助电源分析

在不同负载下，辅助电源输入输出电压进行了对比，实验结果如图20所示。

图20 不同负载下输入电压输出电压对比Fig.20 Input voltage vs. output voltage in different loads

图 20为电源空载或负载RL分别为 400Ω、200Ω、100Ω、50Ω和12.5Ω时，电源输入/输出电压对比实验结果，图21为对应输出电压纹波图。从图21中可知，在上述几种负载下，辅助电源输出电压基本保持稳定。随着负载的增加，辅助电源输出电压略微降低，输出电压纹波也降低；不同负载下，辅助电源输出电压波动小于15%，相同负载下，纹波电压小于 8%。轻载下，输出电压有所偏高是因为VCC反馈参考值与稳压管VD8稳压值相同有关，轻载时，辅助电源输出电压VOUT升高，则反馈电压VCC升高，但此时VCC电压被稳压管钳位，导致电源没进一步闭环调节，因而通过提高稳压管VD8稳压值可提高辅助电源轻载下的输出电压稳定性。空载或满载情况下，辅助电源在设计的电压输入范围内，输出电压均基本稳定，表明通过辅助绕组电压反馈稳压方法正确、可行。

图21 不同负载下输出电压纹波图Fig.21 Ripples of output voltage in different load

6 结论

高压大功率电力电子装置的关键辅助技术是高电压宽范围输入的辅助电源技术，而研制具有高可靠性、较高功率密度的辅助电源具有迫切的现实需要。本文设计了一台300～2 500V输入，24V输出的 DC-DC辅助电源样机，给出了辅助电源详细的电路设计方案，并与传统的辅助电源方案进行了对比分析。此外，对辅助电源效率进行了计算，结果表明双管反激辅助电源方案更适合高电压输入场合。在各种输入电压及负载情况下对辅助电源进行了充分实验，辅助电源输出电压稳定、纹波小，表明设计的高压辅助电源方案正确、可行。文中设计的双管反激辅助电源思路可为中高压大容量电力电子变流系统直流母线取电的工程实现提供借鉴。

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