高电位工作电压源换流器供电电源设计

乔尔敏 蔡 博 赵国亮

（国家电网智能电网研究院 北京 100192）

1 引言

近年来，电力电子技术的快速发展，使得基于全控器件的电压源换流器（Voltage Source Converter，VSC）在电力系统输配电领域应用成为可能。首先是随着全控型大容量高压 IGBT器件的出现，ABB在1999年就投运了基于压接式IGBT串联的两电平柔性直流输电工程，迄今为止已经有 10多个柔性直流输电工程在运行[1,2]；其次是模块化多电平（Modular Multilevel Converter,MMC）拓扑的提出[3]，使模块型IGBT在高电压领域应用成为可能。图1为MMC拓扑的结构及其子模块示意图。与基于 IGBT串联的两电平换流器相比较，模块化多电平换流器具有低谐波、低高频噪声和低开关损耗等优点，从而迅速得到了国内外公司的重视。在电压源换流器直流输电（Voltage Source Converter Based HVDC，VSC-HVDC）领域，西门子公司和中国电力科学研究院在2010年都投运了基于MMC拓扑的柔性直流输电系统[2]。

图1 模块化多电平及其子模块结构Fig.1 Basic structure of MMC and its submodules

第三种就是级联多电平（Cascaded Multilevel Converter，CMC）拓扑，如图 2所示。CMC拓扑最早在高压变频器领域获得成功应用，之后又以静止无功补偿器（Static Synchrounous Compensator,STATCOM）型式在输电领域获得了成功应用。英国国家电网公司投运了第一台基于 CMC的 75Mvar STATCOM[4]，由于该装置，不需要采用笨重昂贵的隔离变压器，可以大幅减少装置的体积和重量获得了关注。

图2 具有独立直流电源的级联多电平换流器Fig.2 CMC with separated DC sources

基于 MMC或 CMC拓扑的换流器在电力系统可靠应用的一个关键技术难题是工作在高电位的VSC子单元控制器可靠供电问题。从图1和图2中可以看出，图1中的正负两极间为直流高电压，图2中 AN两端为交流高电压。靠近正极性端或者 A端的电压源换流器无疑其电位比远离其的子模块或单元电位高很多，这种不同子模块所处电位的差异使得高电位应用的 VSC控制单元供电必须特殊设计。

2 高电位电压源换流器供电需求分析

工作在高电位的大功率电力电子器件，需要外部供电电源给其控制驱动单元提供驱动功率以触发器件动作。主要有两种供电方式；一种是从地电位，将能量送到处于高电位的换流器（简称为送能）；一种是从高电位直接获取能量（简称为取能），供给高电位控制器。送能供电方式通常需要采用绝缘变压器来实现地电位和高电压电位的绝缘，体积和重量比较大，并且很难实现可靠的绝缘设计,在高压电力系统应用这个问题更是明显。此外，送能供电方式会导致电力电子装置系统的价格升高，可靠性降低，因此在输配电系统应用中通常不采用该方式。取能供电方式由于不采用隔离变压器，就地获取能量，因此获得了广泛应用。但是，现有的取能方式都是通过电力电子器件吸收回路来实现[5,6]，如图3所示。

图3 反并联晶闸管对自取能供电方式Fig.3 A self-powered gate driver for an anti-parallel thyristor pair

吸收回路取能方式主要存在以下缺点，供电功率小，需要大的储能电容，体积大不利于紧凑化设计，更为重要的是基于全控器件的电压源换流器目前多采用很小的吸收回路甚至无吸收回路设计，来提高装置的功率密度，此时吸收回路取能方式将无法实现。与晶闸管驱动供电不同，VSC换流器通常需要有控制系统如脉宽调制发生、信号测量系统如直流电压采集、保护系统和电力电子器件驱动系统，需要的供电功率远大于晶闸管驱动需要的功率。

由图1和图2可见，VSC换流器子模块本身存在直流支撑电容，存储有直流能量，因此，一种可行的解决方案是从 VSC的直流电容获取控制单元供电。

通常，VSC供电需要满足以下基本要求：

（1）输入输出高隔离强度。

（2）IGBT器件结电容的存在，使IGBT在上电过程中容易误触发，因此子模块单元越早获得供电越好。

（3）VSC换流器的体积和重量与支撑电容的大小密切相关，为了减少体积和重量，降低成本，VSC电容通常不会选取很大，为了满足快速响应要求，VSC换流器直流取能电源应具备较宽输入电压范围。

（4）取能电源做为VSC单元的核心部件，应具有冗余能力。

简而言之，VSC换流器取能电源要求高隔离强度、宽范围高压供电及一定的功率冗余。

3 基于双管反激的VSC高位取能电源设计

由前面的介绍可以知道，VSC高位取能电源的主要特点是输入电压范围宽，最高输入电压通常大于最低输入电压的3倍；输入电压高，通常不低于1 000V；功率需求低于100W。

目前，隔离型DC-DC拓扑主要有：单端反激、双端反激、半桥两电平、全桥两电平和半桥三电平等。下表对常用拓扑进行了比较。

表 常用隔离DC-DC拓扑比较Tab. Comparison of isolated DC-DC topology

从上表可以看出，在高输入电压下，首先应该考虑降低开关管承受的电压应力，此时半桥三电平拓扑是最优选择，但是半桥三电平拓扑控制复杂、输入电压范围较窄，不能满足要求；双管反激具有开关管承受电压较低、允许输入电压范围较宽、控制简单、电磁兼容性能好[8,9]等优点，而得以采用。

国内，将用于配电系统的 STATCOM，简称为D-STATCOM。下面以D-STATCOM VSC子单元用供电电源为例进行设计。

3.1 双管反激变换器设计参数

设计的取能电源，具体参数如下[6,7]：

输入电压：Ui=(400～1300)V

输出电压：Uo=24V

额定功率：P=100W

开关频率：f=50kHz

最大占空比：Dmax=0.45

磁通密度：B=0.25T

效率：η=0.8

电流密度：J=400A/cm2

铜窗口系数：Ku=0.2

二极管的管压降取1V

计算可得:

匝数：n=13

原边匝数：Np=96.95，取97匝

副边匝数：Ns=7.46，取8匝

气隙：lg=0.57mm。

3.2 双管反激DC-DC仿真及试验结果

按照上述参数搭建仿真模型如图4所示。大多数电力电子仿真软件，并没有反激变压器模型，从而导致反激拓扑的仿真难以实现。

本文在仿真过程中并没有用到反激变压器同名端的设置，而是根据双管反激变换器的工作原理，对器件在拓扑中的位置进行微调来实现，如图4所示，用理想变压器实现了反激拓扑的仿真。

图4 仿真及试验电路Fig.4 Simulation and experimental cricuit

开关管Q1、Q2两端电压和输出电压仿真波形如图5、图6所示。

图5 开关管两端电压波形Fig.5 Both ends of switch tube voltage waveform

图6 输出电压波形Fig.6 Waveform of output voltage

3.3 试验结果

实验回路如图4所示，其中，变压器一次电感3 040μH，二次电感 18μH，负载R=5Ω，输入电压1 300V，输出电压24.5V，功率100W，长时间带载考核（4h），环境温度25℃，反激变压器温升55℃。Q1和Q2两管端电压和输出电压波形如图 7和图 8所示。

图7 开关管两端电压波形Fig.7 Both ends of switch tube voltage waveform

图8 输出电压波形Fig.8 Waveform of output voltage

从图7中可以看出，上、下管波形几乎重叠，即上下管承受的电压应力接近一致，证明了设计DC-DC的合理性。

4 结论

基于模块化多电平和级联多电平 VSC在电力系统应用的的一个核心问题是处于不同电位的VSC子模块控制单元的可靠供电。由于 VSC子模块控制单元所需的供电功率源远高于晶闸管开关对，所以基于吸收回路取能的方式并不适用于VSC子模块供电。高电位VSC换流器较为合理的供电方式是从VSC子单元直流母线获取。通过比较四种不同的隔离 DC-DC拓扑，指出基于双管反激的DC-DC是一种相对合理的取能方式；最后设计了一台100W DC-DC，并给出了仿真结果和试验波形。仿真结果和试验波形及采用该 DC-DC的DSTATCOM 装置在现场的稳定运行都证明了所提方案的合理性。

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