32通道TDICCD遥感相机模拟前端电路设计

王栋 韩志学 翟国芳

（北京空间机电研究所，北京 100094）

0 引言

电荷耦合元件（CCD）具有信号动态范围大、量子效率高以及电荷转移效率高等优点，在光电探测及成像领域获得广泛应用，而具有时间延迟积分（TDI）功能的TDICCD也在光学遥感相机领域广泛使用[1]。随着CCD设计、制造工艺的不断发展以及成像领域应用的需要，TDICCD器件像元数量不断增加，像元尺寸不断缩小，同时集成多个光谱谱段的信息，像元速度不断提高，使其模拟信号输出通道大幅增加，同时信号输出电压幅值也相应减小。如果对模拟前端电路的噪声信号处理不当，将减小TDICCD工作动态范围，降低图像信号品质，从而限制TDICCD成像系统的应用功能。因此，在高速成像系统中为了获得较高品质的图像，TDICCD成像系统模拟前端电路（AFE）的设计非常关键，因为在高速情况下模拟前端电路更容易引入干扰和噪声[2-4]。

本文选择一款TDICCD成像系统模拟前端电路专用器件来处理CCD模拟信号频率为5MHz的32通道 TDICCD信号，设计完成模拟前端电路的方案，重点从模拟信号滤波放大电路的带宽设置、相关双采样（CDS）技术箝位、采样脉冲相位选择、高速串行信号发送SerDes（Serializer/Deserializer）电路等方面进行分析，给出电路具体测试结果，采集实际图像，并得到初步的信噪比指标参数。

1 模拟前端电路方案设计

模拟前端电路的作用是把 TDICCD输出的模拟信号经过放大器滤波降噪及阻抗变换处理后，经过CDS、可变增益放大（PGA）和模拟数字转换器（ADC）变换成相应的数字图像信号，通过SerDes接口电路输出至视频处理器（video signal processor，VSP）。按照信号流流向，模拟前端电路位于 TDICCD信号流的开始阶段，其输出已经通过模数转换变成数字信号，而后续数字电路对于噪声的容限较高，几乎不引入额外的电路噪声，因此模拟前端电路对TDICCD遥感相机成像品质高低具有重要影响。目前模拟前端电路输入端口需要的TDICCD信号电压幅值一般在1V左右，根据不同的应用，ADC的量化位数往往在10bit以上，有些已经达到14～16bit，为了满足这些要求，并使系统达到速度、性能、体积及功耗的最优，需要对模拟前端电路进行分析和合理设计。32通道CCD遥感相机模拟前端电路的功能组成如图1所示，通道1～32的CCD模拟信号经过前置放大电路滤波放大后，进入模拟前端电路内部，通过CDS后，加入对CCD模拟信号幅值的直流偏置调整，通过可编程增益放大器后，进入14bit ADC完成模数变换，将并行数据转换为低电压差分信号（low voltage differential signal, LVDS）串行数据，然后将32通道数字图像数据按照CCD器件的排列方式每16个通道合并为1组，通过高速SerDes接口电路输出给后续的VSP，模拟前端电路主要性能参数指标见表1。

图1 32通道模拟前端电路功能框图Fig. 1 The function block diagram of 32 Channel analog front end circuit

在模拟前端电路设计中，除了对TDICCD模拟信号进行上述处理外，印制电路板（PCB）设计也是提高模拟前端电路性能的重要内容，如果忽略了PCB的电气特性，所设计的模拟前端电路性能也会大幅降低。由于 AFE电路为数模混合电路，PCB设计时需要考虑模拟电路和数字电路之间的相互影响，因此设计时需遵循以下原则[5]：

表1 模拟前端电路主要性能指标Tab.1 Main specification of the analog front end circuit

1）为减小数字电路对模拟电路的干扰，应将模拟电路和数字电路分开布局，将PCB按照信号流向严格区分为数字和模拟分区，模拟信号在模拟分区走线，数字信号在数字分区走线，避免模拟和数字信号跨区走线；

2）模拟和数字分区采用独立的电源和地平面，并使其保持紧密耦合，减小电源平面和地平面的阻抗，工程实践表明，具有独立地平面与电源平面的多层板可以获得最佳的信号品质。将模拟电路和数字电路分区后，将模拟地和数字地单点连接，使得噪声较大的数字电流不会通过模拟地耦合到模拟区域，影响敏感的CCD模拟信号。

3）如果混合信号器件具有比较低的数字电源电流，通常把这个混合信号器件当作模拟器件对待。例如CCD的VSP就是类似的芯片，其接地和电源去耦都要针对模拟地平面进行。

2 前置滤波放大电路带宽设置

合理设计前置滤波放大电路的带宽可以通过滤波有效减小CCD模拟信号中宽带白噪声的引入[6]。为了简化问题，可以将CCD信号简化为方波而忽略复位脉冲干扰，并假设前置滤波放大电路为一阶RC低通滤波系统，在这种情况下，如果后续量化位数为N的模数转换可以容忍的误差为，并且采样时钟在方波信号达到最大幅值后的时间进行采样[7]，则方波信号达到最大幅值的建立时间为

式中 T为像元周期。

该系统时间常数为

那么系统带宽为

如果像元周期 T = 2 00ns ，即CCD模拟信号频率为5MHz，，则同样可以得到

如果A/D量化位数N=14，得到系统时间常数τ为

则系统带宽为

即前置滤波放大电路的带宽可以设计为 CCD模拟信号频率的 6～7倍。滤波放大电路幅频特性的Pspice软件仿真曲线如图2所示，其中输入信号幅值为1V，通过设计前值滤波放大电路，一阶RC低通滤波器的截止频率为34.75MHz，而CCD模拟信号频率为5MHz，滤波放大电路带宽设置在模拟信号频率的7倍。

图2 运放滤波电路幅频曲线的Pspice仿真曲线Fig.2 Amplitude-frequency simulation curve of filter circuit for operation amplifier with Pspice

3 CCD模拟信号CDS脉冲相位确定

目前遥感相机CCD输出信号幅值的确定方法主要通过CDS技术，由滤波放大电路滤除CCD信号包含的宽带白噪声后，CDS技术可以抑制CCD模拟数据信号中所包含的复位噪声[7-8]。本文提出的CDS通过集成CCD模拟前端电路通用器件来实现，该器件内部可以完成对最高频率40MHz的两路CCD模拟信号单独进行相关双采样，同时器件内部集成精准的时钟核，可根据CCD模拟信号速率对CDS脉冲信号与 CCD模拟信号之间的相位进行精确调整，调整精度可以达到模拟信号周期的 1/64，器件内部在CDS模式下进行箝位脉冲（CLAMP）和采样脉冲（SAMPLE）相位进行调整的时序如图3所示，从图3可以看到，CLAMP和SAMPLE的起始和结束的相位均可以进行调整，通过调整其相对内部像元时钟上升沿的相位，实现箝位和采样脉冲的相位和脉冲宽度的调整，最终得到实际的CCD模拟信号幅值。

采用该模拟前端电路通用器件对CCD模拟信号进行CDS处理时，通过发送CLAMP和SAMPLE寄存器起始和结束相位的控制指令来实现其相位及宽度的调整，从而实现CDS功能。该器件的配置信息主要通过外部的配置端口来输入，采样脉冲位置寄存器的配置时序如图4（a）所示，由常用的三线配置信号进行配置，并附加数据读出功能，当配置使能端口（SEN）为低电平时，配置数据输入（SDI）端口在时钟SCLK为上升时将数据写入，器件内部根据地址将数据写入相应的寄存器，同时在下一个SEN有效时，将前一次写入的数据内容通过配置数据输出（SDO）端口输出。依次发送设定相位范围的 CLAMP和SAMPLE相位数据采集CCD图像数据绘制的CCD波形如图4（b）所示，可以作为设定最终CLAMP和SAMPLE相位的依据。

图3 相关双采样模式箝位/采样相位调整时序Fig. 3 Phase change timing of clamp/sample pulse in correlated double sample mode

图4 采样脉冲寄存器配置时序及最终的CCD波形图Fig. 4 Register configuration timing for sample pulse register and the final CCD waveform

4 差分串行数据发送

差分串行数据发送包括LVDS在内的差分信号将A/D变换后的数字图像数据发送给32通道图像数据单元，通过SerDes协议将合并后的图像数据发送给后续VSP，下面分别进行介绍。

4.1 LVDS串行数据发送

模拟前端电路通过A/D将CCD模拟信号转变为14bit数字信号后，可以将图像数据并行输出，也可以通过并串转换将并行数据转换为高速LVDS串行数据再进行输出，与并行输出相比具有如下优点[9]：

1）运行速度高，可达200Mbyte/s；

2）具备抗共模干扰能力，具有较小的辐射干扰和良好传输稳定性；

3）终端容易匹配，功耗低。

LVDS差分发送和接收电路如图5所示，其中R1和R2的作用是防止发送器D1的输出端短路，但其数值不可选取过大，如果取值太大，发送器D1的输出差分电压将超出LVDS电气协议规定的电压，其值可在10Ω以下。接收器D2输入除2个常用的51Ω电阻和消除共模干扰的10pF电容外，接收器D2正负端分别通过电源和地端连接的下拉电阻 R3和 R4，建立接收端的静态直流电平，同时避免振荡，提高噪声容限。

图5 LVDS差分发送和接收电路Fig.5 Transmission circuit for low voltage differential signal

4.2 高速SerDes串行数据发送

图1 所示的32通道数据合并后，成像系统获取的图像数据量迅速增加，使得相机传输图像数据的码速率迅速增长，对成像电路的输出系统提出了更高要求，高性能的输出系统需要高可靠、高传输速率的数据传输技术来解决实时型相机数据的传输问题。目前，数据处理器的数据处理速率已经远高于外部数据总线传输速率，增加并行总线宽度可以提高芯片与芯片、芯片与背板之间数据的吞吐量，但总线数目的增多及传输速率的增加将使PCB的布线难度提高，并且随着数据位的增多，各数据位之间的相位延迟或偏移就会增加，因此，发展高速串行总线接口技术是提高数据传输带宽的有效途径[10]。

基于SerDes的高速串行接口突破了传统并行I/O接口的数据传输瓶颈：1）采用差分信号传输代替单端信号传输，从而增强了抗噪声、抗干扰能力；2）采用时钟和数据恢复技术代替同步传输数据和时钟，从而解决了限制数据传输速率的信号时钟偏移问题；3）串行通信技术充分利用传输介质的信道容量，减少所需的连接器引脚数目，从而大幅降低通信成本。

采用高速SerDes串行接口可以大幅减少设备间传输电缆的数量，同时由于数据传输的高速率，给相关电路的设计带来挑战，而衡量串行通信系统性能的一个重要指标就是误码率（bit error rate，BER），本文使用开环测试法完成BER的测试。开环测试法的主要原理为：发送端使用m序列（伪随机码）模拟实际数字信号序列，经过信道发送到接收端，接收端接收到 m序列，同时接收端m序列发生器产生与发送端码型相同的m序列，并由同步电路使其与接收到的m序列同步，将本地同步的m序列与接收的m序列进行比较，不同的码元就是误码，记录误码数并除以总的码元数，就可以得到误码率的近似值，由于m序列统计特性与随机数字信息序列的统计特性接近，因此，这种测试方法的测试结果与实际信息码元序列传送情况误码结果基本一致。高速SerDes串行发送电路通过开环测试误码率后得到的结果如表2所示，从表2可以看到，在90min的测试时间内，高速SerDes串行发送电路共发送码数为6.526×1012bit，没有出现误码，所以误码率小于10–12，结果可信[11-12]。

表2 高速SerDes串行接口误码率测试结果Tab.2 Test result of bit error rate for high speed SerDes interface

5 信噪比指标测试

在完成模拟前端电路的方案设计后，按照表1所示的模拟前端电路性能指标，对其采集图像数据的信噪比（SNR）进行测试。根据图像灰度值得到图像 SNR随灰度值的变化如图 6（a）所示，图像灰度值为满量程60%～80%范围变化时，SNR随图像灰度的变化如图6（b）所示，CCD模拟信号经过14位量化的模数变换后，数字图像灰度满量程为16 383DN，因此，其80%满量程在13 000DN左右，从图6可以看到，当图像灰度到满量程80%时，图像SNR可以达到52dB，基本达到了所选用CCD器件能达到的最大值，并且SNR曲线基本线性，完成电路的设计目标。

图6 图像SNR随图像灰度变化曲线Fig. 6 SNR curve with different image gray level

6 结束语

本文对32通道遥感相机视频模拟前端电路进行设计分析，采用高集成度、模块设计和通用产品的设计思路，解决了模拟通道系统带宽设计、遥感相机模拟前端电路专用集成芯片模拟信号内部箝位和采样脉冲相位确定方法、LVDS差分数据输出、高速SerDes串行数据误码率测试的方案及测试结果，通过采集图像得到图像的SNR曲线，最终测试结果表明：电路工作频率为5MHz、图像灰度达到满量程80%时，图像SNR达到52dB，可以满足遥感相机视频电路的设计要求。

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