光伏交错反激逆变器解耦控制方法的研究

陈 诚，朴政国

（北方工业大学电气与控制工程学院北京电动车辆协同创新中心，北京100144）

引言

光伏逆变器作为太阳能电池板和电网的连接器，是光伏发电系统的关键设备。光伏逆变器根据其结构大致可分为集中型、支路型的和交流模块型。集中型或支路型逆变器难以解决由于光伏阵列中各组件的不同倾角（或方位角）、老化程度、温度和光强以及局部阴影等造成的效率下降和功率降低问题［1-2］。由于交流光伏模块将光伏组件与微型逆变器集成为一体，可直接控制每个光伏组件的输出，所以能够有效地避免上述问题，并且成本低、灵活性好，引起了学术界和行业的广泛关注［3-5］。

反激式拓扑结构因结构简单，具有电气隔离、电压调节范围宽等优点，广泛应用于小功率变换电路。交错反激式逆变器，具备单端反激式逆变器的优点，同时可以有效降低反激变换器开关管的电压应力，减小输出电流脉动和滤波元件容量，提高了变换器的功率。但是由于输入端的电压较低，为了防止输入端出现较大的低频脉动影响最大功率点跟踪 MPPT（maximum power point tracking）控制的效率，需并联大容量的电解电容，这会导致微型逆变器的体积庞大并且寿命缩短［6-8］。

因此，本文研究分析了带有功率解耦的反激逆变器，它可减小电解电容的纹波电流，从而延长电容的寿命。通过对几种解耦方法的拓扑结构和工作原理的分析以及仿真结果的对比，总结了其各自优缺点。

1 交错反激逆变器

1.1 交错反激逆变器的工作原理

交错反激逆变器输入端接光伏组件，光伏组件产生的直流电能通过解耦电容传输到2个反激变压器T1、T2；通过主开关管Sw1和Sw2的高频脉冲宽度调制 PWM（pulse width modulation）方式，变压器副边产生整流正弦波（馒头波）；再经后级全桥电路的工频调制得到正弦波，并入电网。图1是交错反激逆变器的结构示意，两个平行耦合的反激逆变器工作相位相差180°，且两个主开关管Sw1和Sw2的占空比不超过0.5，实现交错并联。

图1 交错反激逆变器结构示意Fig.1 Schematic diagram of interleaved flyback inverter

交错反激逆变器有2种运行状态。状态1：Sw1/D2导通，Sw2/D1关断。此时直流电源给变压器T1充电，同时变压器T2的能量通过副边释放到输出电容Cf和负载Lf当中；状态2：Sw2/D1开启并且Sw1/D2关断。此时直流电源给变压器T2的初级电感充电，同时变压器T1副边电感中能量被释放到输出电容Cf和负载 Lf当中［9-11］。

1.2 交错反激逆变器的并网控制策略

交错反激逆变器的控制框图如图2所示，包括电流内环和电压外环。电压外环包括MPPT控制算法和PI调节器，通过采样光伏组件的输出电压、电流值，进行MPPT控制；电流内环以电压外环PI调节器的输出，即给定并网电流幅值以及锁相环PLL（phase locked loop）的相位角为输入，通过对并网电流的闭环控制得出所需的PWM波形。

图2 交错反激逆变控制框图Fig.2 Control block diagram of interleaved flyback inverter

但因为反激变换器为DC-DC变换，须将正弦信号取绝对值得出馒头波调制信号，与载波比较得出Sw1所需的PWM波形，再通过相移180°得出Sw2的PWM波形。最终通过对全桥逆变电路的控制，逆变为正弦波并入电网。逆变桥的开关频率为工频50 Hz，开关频率低，损耗小。全桥逆变的SAC1～SAC4的驱动信号，直接由电网电压的采样信号经过零比较器得到［12-14］。

2 反激逆变器的功率解耦方法

2.1 功率解耦的原理

通常情况下，光伏电池阵列在每一温度和光照条件下都会产生一个特定的功率。根据电网交流侧功率的计算可知传输到电网的瞬时功率含有2倍工频的功率脉动，这是在单相并网逆变器中普遍存在的瞬时功率不匹配的现象。一般情况下会在电池板侧并联一个大容量的电解电容使得逆变器的输入电压更加平缓，同时用来平衡逆变器瞬时输入输出功率，这就是我们所说的功率解耦。但是大容量的电解电容使用寿命远远低于光伏组件的寿命，也因此缩短了逆变系统的整体寿命，降低了系统的可靠性［15］。

单相逆变系统中，输出侧的电压 vac（t）、电流iac（t）可表示为

式中：Vac和Iac分别为并网电压、电流的幅值；ω为系统的角频率。则瞬时输出功率Pac（t）为

在理想情况下，不考虑逆变器的功率损耗，瞬时输出功率的平均值是恒定的，并且等于瞬时输入功率，此时多出的2倍频交流分量Pd（t）表示需要解耦的功率，可表示为

式中，Ppv为光伏电池板的额定输出功率。

通常选择电容作为解耦元件。当 Ppv＞Pac（t）时，将多出的能量存储在解耦电容中；当 Ppv＜Pac（t）时，解耦电容放电来补充输出所需的功率。并网电压、电流、功率以及解耦电容电压、功率波形如图3所示。

一定功率和频率下，解耦电容C与解耦能量的关系为

式中：Vav为平均电容电压；ΔV为电容纹波电压。

图3 功率解耦原理及电流、电压波形Fig.3 Power decoupling principle and waveforms of currents and voltages

解耦电容的大小与平均电容电压及电压纹波有关，电压纹波越大，电容越小，但是光伏组件的变换效率降低，并网电流谐波增大。为了提高系统效率降低并网电流谐波，需要并联大电容进行功率解耦。因此引入解耦电路降低解耦电容的容量［16］。

2.2 功率解耦方法

目前有许多方法可实现功率解耦，降低解耦电容的容量值。主要方法有并联电路解耦法、变压器三端口解耦法和两级式解耦法［17］。

2.2.1 并联电路解耦法

并联电路解耦法将解耦电路与逆变器输入侧解耦电容并联［18-20］，如图4所示。图4中有3种并联解耦电路，大同小异，控制思路也是基本相同。

（1）当 Ppv＞Pac（t）时，将光伏组件输出的剩余能量通过控制解耦电路给解耦电容CD充电，使电容电压不断上升，且都保证了解耦电容CD上的电压始终高于输入电压。主开关管SM工作于SPWM模式，反激变换器输出并网所需的功率，其调制波电流 im1（t）为

式中，k为增益。

光伏组件输出的剩余能量通过辅助解耦电路将剩余能量给解耦电容CD充电，其充电电流id1（t）为

图4 并联解耦电路Fig.4 Parallel decoupling circuits

（2）当 PPV＜Pac（t）时，光伏组件的输出功率不足以满足并网所需功率，此时解耦电容CD放电，将能量传递到副边以补充光伏组件的输出功率。主开关管SM工作于PWM模式，其调制波电流im2为

光伏组件输出的能量不足以满足并网所需功率，此时解耦电容CD放电，其放电电流id1为

以图4中的第3个电路为例，其脉冲及电流波形如图5所示。

2.2.2 三端口解耦法

在三端口解耦法中，变压器的3个端口分别用来实现MPPT、DC/AC逆变和功率解耦，三端口解耦电路如图6所示。图6中有2种三端口解耦电路［21-23］。

变压器的原边SM实现MPPT控制，工作在等占空比模式，变压器NX实现功率解耦使得N2输出馒头波，最终得到正弦波。

（1）变压器的原边实现MPPT控制，主开关管SM工作于PWM模式，其调制波电流见式（7）。

（2）变压器NX实现功率解耦控制，其充、放电电流为

式中：nPX为变压器原边NP与解耦电路NX的变比；nPS为变压器原边NP与副边NS的变比。

以图6中三端口解耦电路的第1个电路为例，其脉冲及电流波形如图7所示。

图5 并联电路解耦法脉冲和电流波形Fig.5 Waveforms of pulses and currents in parallel circuit decoupling method

图6 三端口解耦电路Fig.6 Three port decoupling circuits

图7 三端口解耦法脉冲和电流波形Fig.7 Waveforms of pulses and currents in three ports decoupling method

当 PPV＜Pac（t）时，解耦电容 CD放电，将能量通过变压器传递到副边以补充光伏组件的输出功率；当PPV＞Pac（t）时，解耦电路将光伏组件输出的剩余能量通过控制给解耦电容CD充电。

2.2.3 两级式解耦法

一般情况，两级式逆变电路前级采用Boost升压电路，实现MPPT控制［24-25］；后级反激逆变电路实现并网逆变。两级式逆变电路主电路如图8所示。

图8 两级式反激逆变电路Fig.8 Two stages flyback inverter circuit

因为光伏电池板和逆变电路中间有Boost升压电路，使输入端电压波动很小，提高了MPPT的经度。后级反激逆变电路可采用有源钳位技术，实现原边主开关管SM的软开关。反激逆变器的高频变压器实际上有一定的漏感Lk，当主开关管SM关断时，漏感Lk上积聚的能量无法传递到输出侧，如不卸掉漏感Lk上积聚的能量，将在主开关管SM上形成瞬时高电压，严重时将击穿主开关管SM。因此，后级利用有源钳位电路将漏感Lk上的能量回馈到直流母线上，提高电路效率，减少开关管上的电压应力，同时可以实现主开关管和辅助开关管的零电压开关，减小电路的开关损耗，提高效率［26-28］。

图9为有缘钳位控制的两级式反激逆变波形。由图可见，通过有源钳位电路的控制，能够实现主开关管的软开通。主开关管SM关断后，变压器原边漏感的能量释放到钳位电容上，电容电压上升。变压器副边电流iS降为零之后，主开关管SM开通之前，先开通钳位电路的辅助开关SC，钳位电容放电，变压器原边有负电流，产生励磁电压，主开关管SM两端电压下降为0。此时开通主开关管，实现零电压开通。

图9 两级式反激逆变波形Fig.9 Two stage flyback inverter waveforms

2.3 仿真比较分析

本文对并联电路解耦法、三端口解耦法以及两级式解耦法进行了仿真比较。仿真采用PSIM和MATLAB联合仿真，3种电路解耦法解耦后的直流母线电压Vdc、解耦电容电压VCD、变压器副边电流iS、并网电流iac和电网电压vac的仿真结果如图10所示。

图10 解耦输出波形Fig.10 Decoupling output waveforms

由图10可见，解耦前后母线电压的变化，解耦后直流母线电压脉动明显减小趋于平滑稳定在40 V左右，无2倍频分量。

3种功率解耦方法在电路实现及控制方法的难易程度上各有利弊。

（1）并联电路解耦法增加了开关管，相对于两级式解耦法的元器件多，且都运行在高频条件下，降低了效率，控制方面比两级式的复杂。但是可有效的解决功率解耦问题，减小解耦电容的容值。

（2）三端口解耦法电路结构相比其他两种方式各种电路结构更为复杂，增加的开关管数目最多，且变压器也多了一个绕组，增加了体积和成本。并且因为开关管数目较多，控制复杂，损耗最大，降低了系统效率。但是解耦电路电压较高大大减小了解耦电容的容值。

（3）两级式解耦法多了一级升压电路，增加了开关管数目，而且都工作在高频运行条件下，降低了系统效率。但是利用有源钳位电路可以无损吸收漏感能量，同时可实现主开关管的软开关，提高效率，在3种解耦方式中效率可做最高。并且通过前级的升压控制后可减小解耦电容的容值，且整个电路结构简单，控制方法相对简单。

3 结论

本文介绍了交错反激逆变器的基本结构、工作原理及其并网控制，数学解析了直流母线电压脉动和解耦原理。并分析了3种功率解耦法各种电路结构及其工作原理和优缺点。

（1）功率解耦电路能够有效抑制2倍频功率扰动，提高了光伏电池板的MPPT效率，延长了电容寿命，但同时增加了设备的体积和成本，逆变效率也会相应下降，电路拓扑和控制都变得复杂；

（2）3种功率解耦方式中两级式解耦法所用的元器件最少，且控制方式简单，效率最高。通过前级升压电路将光伏电池和后级逆变隔离，提高MPPT效率，可降低解耦电容的容值，但是升压后仍需较大的解耦电容。三端口解耦电路所用元器件最多，结构复杂，控制复杂。

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