高输入电压双管Buck-Boost 变换器控制策略研究

杨 晨 谢少军 毛 玲 秦 岭

（南京航空航天大学自动化学院 南京 210016）

1 引言

双管Buck-Boost 变换器因其输入输出电压同极性、器件应力低和适合较大功率变换等特性，在燃料电池汽车[1]、功率因数校正[2]、锂电池供电系统[3-5]、通信电源[6,7]和光伏并网发电[8,9]等需要升降压变换的应用场合，受到了广泛的关注[1-12]。然而由于其开关器件数量比较多，变换器的开关损耗和导通损耗都比较大，当变换器工作频率较高时，变换器的效率会比较低[13]。用于较高输入电压场合，如光伏并网的前级直流变换，较高的工作电压会使得二极管反向恢复问题带来的开关管附加损耗严重[8]。目前的文献多从两个开关管的控制模式优化和增加缓冲电路等方面研究双管 Buck-Boost 变换器的效率提升。

根据两个开关管驱动的不同，双管Buck-Boost变换器可以分为同步和非同步工作模式[3]。同步模式[7]的控制方法最简单，但磁心损耗和开关损耗都比较严重，通常需要较大的储能电感；非同步模式，根据调制策略的不同，主要有双沿调制模式[7]和交错控制模式[8]等，它们的控制方法都较简单，一般通过变载波方式实现，变换器效率相比于同步模式有所改善。但无论基于何种调制策略，若变换器依然双管高频工作，当工作电压较高时，功率器件的开关损耗无法有效降低[7]。双管Buck-Boost 变换器也可以结合调制方式工作于单管模式，即组合开关方案[8]，一般通过独立调节两开关管实现，变换器升压时呈现Boost 电路特性，降压时呈现Buck 电路特性，开关管损耗仅为双管工作时的一半，但问题是：在升、降压过渡过程中无法简单地完成无缝切换，常需要较为复杂的过渡控制策略[11]。

显然，在高电压应用场合，上述控制方式均无法较好地兼顾控制简单和低开关损耗的要求，因此，本文选择为该变换器加入缓冲电路，研究采用耦合电感的双管Buck-Boost 变换器[14]。一方面利用耦合电感降低开关损耗[15-17]，另一方面寻求合适的控制策略以降低对过渡控制的要求。采用耦合电感的变换器主电路会较为复杂，可以先基于控制最简单的同步模式对变换器进行分析和设计[14]。但针对同步模式依然存在的损耗问题，本文通过计算及实验进一步分析了一种非同步模式控制策略[18]，可以克服这个缺陷且不会带来升/降压过渡控制问题。

论文在第2 节简述了同步模式下采用耦合电感的双管 Buck-Boost 变换器的工作原理及耦合电感的设计方法，分析了同步模式工作存在耦合电感磁心的损耗问题。第3 节分析了采用耦合电感的双管Buck-Boost 变换器工作于非同步模式的条件，提出一种满足该条件的非同步控制方案，分析了电路工作原理并给出了相应的调制策略。论文第4 节在分析电路参数设计方法的基础上给出了两种控制模式下的计算结果比较。最后基于一台3kW 实验样机，对两种控制模式进行了对比实验研究。

2 采用耦合电感双管Buck-Boost 变换器

常规的双管Buck-Boost 变换器主电路如图1a所示，S1、S2为主开关管，VD1、VD2为续流二极管，L1为储能电感，iL1表示电感电流，C1和C2分别为输入侧和输出侧滤波电容，Ui和Uo分别表示变换器输入与输出电压。为降低磁心损耗和开关损耗，通常将电感 L1设计在电流连续工作模式（CCM），主开关管S1、S2的开通和关断将与其对应的续流二极管VD1、VD2存在自然换流过程。在高电压应用场合，VD1、VD2又会进一步使反向恢复问题异常严重。

图1 双管Buck-Boost 变换器Fig.1 Two-switch Buck-Boost converters

为此，可以对其加入缓冲电路得到采用耦合电感的双管Buck-Boost 变换器[14]，如图1b 所示。相比于常规电路增加了一个耦合在电感 L1上的副边绕组以及两个副边二极管VDa1、VDa2，N 是匝比，Lr是耦合电感的漏感，ip和is分别表示原、副边绕组的电流。

这样，若结合同步模式[14]，将使得续流阶段VD1、VD2中的电流可以转移至副边支路。因此，主开关管开通之前VD1、VD2中的电流就可以下降至零。同时在主开关管开通时，副边支路中的漏感Lr又能够限制VDa1、VDa2的电流下降率，由此实现所有二极管的软关断和主开关管的开通冲击电流消除。图2a 所示为同步模式的相关电流波形，D1、D2分别表示S1、S2的占空比，同步模式满足D1=D2；ugs1、ugs2是驱动波形，iS1、iS2以及iVD1、iVD1分别是相应器件的电流波形，iVDa1是副边二极管的电流波形。

引入耦合电感后，电路的分析也变得复杂，所以必须先对其进行合适的设计。

首先，原边绕组电感量L1可根据磁心规格的不同，由限定的等效电感电流最大脉动比α（电感电流脉动量与直流偏量之比，合适的取值范围为0.2～0.5）得到。

其次，匝比N 和漏感量Lr的选取则需要考虑以下三个方面的内容：

（1）电感原边电流全部转移的时间应小于主开关管关断时间。

（2）辅助支路中二极管VDa1、VDa2的电流下降率应限制为一有限值 K（经验上一般不大于100A/μs[19]）

（3）耦合电感的匝比 N 还应符合副边二极管VDa1、VDa2的电压应力要求。

综合上述三点，一般设计的耦合电感漏感Lr远小于L1，匝比N 则略大于1。

不妨令Lr/L1≈0，N≈1，基于伏秒平衡原理，则有输入输出电压关系

式（1）表明，在同步模式下，采用耦合电感的双管Buck-Boost 电路工作状态与传统Buck-Boost电路相似，可以得到耦合电感等效电流脉动量的近似值

式（2）表明同步模式下耦合电感等效电流脉动与传统电路基本一致，虽然二极管的反向恢复问题得到改善，但磁心损耗还有进一步改善的空间，因此需要进一步研究能提高带有耦合电感的双管Buck-Boost 变换器效率的控制模式。

3 非同步控制模式

传统的双管Buck-Boost 变换器存在多种非同步控制模式，其一般的通用电压传输比计算公式为

这时电感的电流脉动量计算公式为

比较式（4）与式（2）可知，只要D1≠D2，在相同传输比下，电感电流脉动量在非同步模式下就会比同步模式时低。

基于这一思想，可以调整含有耦合电感的双管Buck-Boost 变换器的控制模式，实现同样降低磁心损耗的目的。然而，与传统双管Buck-Boost 变换器的控制要求不同，含有耦合电感的双管Buck-Boost变换器控制上还应重点保证耦合电感转移电流的作用。从上一小节的分析可知，采用耦合电感的双管Buck-Boost 变换器包含两个开关管驱动的基本要求：

（1）必须保证两开关管有足够的共同关断区间，使变换器原边电流能够完全转移至副边（图2a 中t1～t3区间）。

（2）必须保证两开关管的同时开通或S2管不开通，使原边二极管VD1、VD2在相应开关管开通前没有电流流过（图2a 中t4时刻）。

图2 采用耦合电感的双管Buck-Boost 变换器工作波形Fig.2 Key waveforms of two-switch Buck-Boost converter with coupling inductor

为满足以上两点要求，一种可行的非同步控制模式[18]具体为：以输入和输出电压最低时为极限状态，并取D1=D2，即令变换器同步和非同步模式统一，这时可参照同步模式的设计方法确定耦合电感参数和占空比D1、D2的最大值；当输入电压逐渐升高后，采用如图3 所示的驱动，先固定S1的占空比，调节S2的占空比，完成升、降压的过渡过程，直至S2的占空比降到0；当输入电压进一步升高后，单独调节S1的占空比，变换器处于单管高频工作模式，可以进一步减少开关管损耗，最终得到图2a、图2b 与图2c 三种状态相结合的非同步模式。

图3 非同步模式控制策略Fig.3 Proposed control scheme

图2b 中，Ipvl、Ippk1、Ippk2、Ispk、Isvl分别对应耦合电感原、副边电流的相应转折点，t0～t5表示转折点对应时刻，T0～T5表示相应电流变化的5 个区间持续时间（如图2b 所示）。图2b 是一般双管工作的波形图，图2c 是单管工作的波形图。图4 是对应图2b 的5 个工作模态图。

图4 采用耦合电感的双管Buck-Boost 变换器非同步模式工作模态Fig.4 Operation modes of two-switch Buck-Boost converter with coupling inductor adopting proposed control scheme

模态1[t0,t1]：开关管S1、S2导通，耦合电感的原边电感L1中电流iL1线性增加

模态2[t1,t2]：t1时刻开关管S2关断，VD2导通。此时，若电路处于降压状态，则耦合电感的原边电感L1中电流iL1会继续线性增加

若电路处于升压状态，则耦合电感的原边电感L1中电流iL1会线性下降

模态3[t2,t3]：t2时刻开关管S1关断，原边二极管VD1导通。此时，副边绕组电压为NUo大于Uo使得辅助支路中二极管正偏导通，电流从零增加

原边电流此时线性下降

模态4[t3,t4]：到t3时刻VD1、VD2中电流降至零截止，电流完全转移到辅助支路中，从而实现VD1、VD2零电流关断。在t3时刻VDa1、VDa2中电流增加至最大值，此后在Uo作用下开始下降

模态5[t4,t5]：在t4时刻主开关S1、S2同时开通，副边电流在绕组电压和输出电压的共同作用下迅速下降

同时原边电流快速线性上升

分别去掉模态2 和模态1，上述分析过程将同样适用于图2a 和图2c，即兼容了同步模式[14]和单管Buck 工作模式的分析过程。

根据式（9），在选定了耦合电感后，同等功率条件下，若输入和输出电压越低，则耦合电感原边电流转移至副边的速度将越慢，需要的两开关管共同关断区间越长。说明以输入和输出电压最低时为极限状态，并取D1=D2且最大时得到耦合电感参数来设计的上述非同步模式驱动方案是合理的。

4 定量分析与计算

前两节分别分析了同步与非同步模式下，采用耦合电感的双管 Buck-Boost 变换器的工作原理及特性，并且为简化设计，近似处理了一些参数的计算。本节将为变换器做定量分析与计算，验证前述设计方法是否合理。

4.1 两种控制模式下相关计算公式

根据图2a、图2b 和图2c 的波形，本文采用已知变换器输入功率Pin、输入/输出电压Ui/Uo，迭代计算占空比D1或D2的办法，来确定变换器的确切工作状态。以图2b 的波形为例，由式（5）～式（12）可以列写电路工作状态的矩阵表达式为

式中

假设效率为100%，以Iin表示输入电流，还需要一个迭代计算使用的校验方程

最终得到满足精度要求的向量B 和C 后，再采用分段积分，即可计算各功率器件的电流有效值或平均值。

根据基于图2b 波形的得到计算公式，同样可以列出图2a 和图2c 计算表达式，分别用于分析同步模式和单管Buck 工作模态，过程与式（13）～式（17）类似。

4.2 计算结果比较

设置的计算条件如下：输入功率Pin=3.3kW，输入电压 Ui=200～550V，输出电压 Uo=380V，vc=19.539V，Vm=30V，开关频率fs=50kHz。

为表示耦合电感的磁心工作状态，定义iref为耦合电感磁心等效电流，并定义ΔIref为该等效电流的脉动量。iref和ΔIref可以通过下式计算得到

变换器相应功率器件电流计算结果如图 5 所示，虚线是同步模式结果，实线为非同步模式结果，Is_rms、Ip_rms、IS1_rms、IS2_rms、IVD1_rms、IVD2_rms分别为相应器件电流的有效值。涉及到的所有计算结果均利用Mathcad 和Matlab 软件采用式（13）～式（18）的迭代方法得到。

图5 同步控制与非同步控制相关电流计算值比较Fig.5 Comparison of calculation results

由图5a～图5d 可知，在低输入电压条件下，由于两种模式趋于统一，电流计算值区别不大；随着输入电压升高，同步模式中只有二极管VD2的电流计算结果有优势，但显然该电流的优势从数值上相对其他电流并不明显。非同步模式下，其他电流计算值均不同程度地有所降低（不同功率的情况，与当前功率规律基本一致，不再详细叙述），即非同步模式可以兼顾磁心损耗和反向恢复问题。

5 实验研究

研制了一台3kW 满足输入电压200～550V 范围，输出电压恒定380V，开关频率50kHz 的实验样机（与第4 节计算参数一致）。耦合电感选用了深圳铂科的铁硅铝磁心（型号：NPS），静态参数为：原边：510μH，副边：675μH，漏感：12.5μH。开关管和二极管均选取了ST 公司的产品，型号分别为：STW35N65M5 和STTH3006。控制芯片采用了TI 公司的TMS320LF2407。

图6 为采用同步模式的实验波形图，图中Ch3是开关管S1的电压波形uS1，Ch2 是耦合电感原边的电流波形，Ch4 是开关管驱动波形。图6a 和图6b 均为变换器满载工作波形，输入电压分别为Ui=200V 和550V。

图7 所示为非同步模式的实验波形图，图中Ch4和Ch3 分别是S1和S2开关管的驱动波形，Ch1 是开关管S1的电压波形uS1，Ch2 是耦合电感原边的电流波形。图7a 是变换器轻载（30%载）、输入电压550V 的实验波形，变换器此时工作在单管模式（即Buck 模式）。图7b、图7c 和图7d 均为变换器满载工作波形，输入电压分别为550V、400V 和250V的实验波形。

图6 同步模式下的实验波形Fig.6 Experiment waveforms of synchronous control scheme

图7 非同步模式下实验波形Fig.7Waveforms of asynchronous control scheme

从图6 和图7 的波形图中可以看到，两种模式的电路工作波形与理论吻合，且均能够使耦合电感原边电流在两开关管开通前下降到0，表明采用耦合电感的双管 Buck-Boost 变换器在同步和非同步模式下均可以减小二极管反向恢复损耗。

图6a 所示是在最低设计输入电压时的波形，此时两种模式统一，电路工作状态一致。而比较图6b和图7b 可以看到，相同电压及功率条件下，图6b中原边电流峰值达到20A，而图7b 中原边电流峰值为12A，表明非同步模式可以减小等效的电感电流脉动，进一步减小磁心损耗。

由图7a 可知：在轻载情况下，采用非同步模式，变换器工作于单管Buck 模态，可以进一步降低变换器的开关损耗。显然，该工作模态状态在应用中更适合降压比较高的场合。

另外，在图7b～图7d 的波形中均固定了S1的占空比，输入电压变化后，仅需调节S2的占空比即可实现对应的传输比，表明变换器可以在升、降压过程中自然过渡，实现平滑切换。

测试了两种模式下变换器的效率。图8a 所示为变换器满载和半载相应的效率曲线。在输入电压较低时，由于两种控制模式逐渐统一，所以效率曲线的变化趋势也逐渐统一。随着输入电压的升高，变换器磁心损耗以及开关器件电流应力得到改善，变换器实现近乎全面的效率提升，最大升幅在550V满载情况下达到2.5%。图8b 是实验样机的实物图。

图8 效率曲线与实验样机Fig.8 Efficiency curves and the prototype

6 结论

本文研究了采用耦合电感的双管 Buck-Boost变换器的控制策略，通过理论分析、数值计算和实验研究等方式对比分析了两种控制模式下变换器的工作特性。结果表明：非同步与同步模式均可以减小二极管反向恢复损耗，非同步模式还可以随着输入电压的升高进一步减小耦合电感的等效电感电流脉动和功率器件的电流应力，从而兼顾变换器的磁心损耗和开关损耗，提升其效率。同时提出的非同步模式能够使变换器在升、降压过程中实现平滑切换。

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