GSM手持设备射频芯片内集成多相滤波器的设计

陈勖，徐峰，王新安

（1深圳信息职业技术学院 软件学院，广东 深圳 518172；2北京大学深圳研究生院 集成微系统重点实验室，广东 深圳 518055）

GSM手持设备射频芯片内集成多相滤波器的设计

陈勖1，徐峰2，王新安2

（1深圳信息职业技术学院 软件学院，广东 深圳 518172；2北京大学深圳研究生院 集成微系统重点实验室，广东 深圳 518055）

作为低中频接收机关键模块之一，多相滤波器在镜像抑制和邻道干扰方面扮演着重要的角色。它的性能指标直接影响整个接收链路的灵敏度。本文采用有源RC电路架构设计了一个五阶切比雪夫多相滤波器。仿真结果表明，该滤波器的中心频率在100kHz，3dB带宽是220kHz。最大电压增益为63dB，镜像抑制比大于30dB。设计的滤波器完全满足GSM手持设备的要求。

低中频；多相滤波器；有源RC；可编程增益放大器

GSM (Group Special Mobile)是占有市场份额最大的无线通讯制式，其接收机架构包括超外差、零中频和低中频三种。超外差式接收机由于所需的高阶带通滤波器不宜集成而被淘汰，零中频虽然可以直接变频到直流来避免镜像干扰，却必须解决直流失调、1/f噪声等其他问题，而低中频在处理这些问题时就显得游刃有余[1-4]。多相滤波器(poly-phase filter)起到了至关重要的作用，如图1所示，它的作用就是抑制镜像干扰和邻道干扰。另外，GSM系统对线性度和集成度指标要求较高，因此多相滤波器不仅要实现滤波功能，还需要实现一定的低频增益控制功能。

图1 使用多相滤波器的低中频接收机结构示意图Fig.1 Low-IF transceiver with poly-phase filter

在现代半导体工艺中，制作工艺的不一致性导致制造工厂提供给设计人员的器件模型或多或少存在偏差。而无源器件的这种偏差对滤波器的转角频率影响高达±50%，因此必须对滤波器的转角频率进行校正，以满足滤波器的过渡带和带外抑制的系统要求。

本文的目的是为采用低中频架构的GSM手持设备射频芯片设计一款实用的多相滤波器电路，解决镜像抑制和IQ信号精确匹配等问题。电路的工作中心频率在100kHz，3dB带宽为220kHz，并能提供-6dB～63dB的增益控制功能。

1 工作原理

在低中频接收机系统中，射频信号经过下变频后出现有用信号和镜像信号频率相同而相位相反，即一个为正频率，一个为负频率。而通常地，任何一个实数域滤波器的零、极点要么出现在实轴上，要么以共轭形式成对出现，因此其正负频率分量所对应的幅频响应是对称的，这样想要通过实数域滤波器滤出正频率信号分量又抑制负频率信号分量几乎不可能，由此人们引入了多相的概念。在多相的概念中，一个重要的特征表现就是滤波器对于绝对值相同但符号相反的频率分量的幅频响应不同，因此可以实现既滤出有用信号又抑制镜像干扰的目的。

二维多相滤波器(即复数滤波器)可以看作是一个单边带滤波的带通滤波器，它通过一个等带宽的低通滤波器变换而成，从对应的幅频响应图上看，即将低通滤波器的中心频率(频率为零)向右平移至所需要的中心频率上。图2给出了一个实数域滤波器以及对应的复数滤波器的幅频响应图。

图2 低通滤波器以及复数滤波器的幅频响应Fig.2 Frequency responses of low-pass and complex filters

下面通过一阶实数滤波器来分析多相滤波器的机理[4-5]。

一阶实数低通滤波器的传递函数为

它的极点为s1=-ω0。如果函数沿着s平面虚轴向上平移ωc，则新的极点为sb=-ω0+jωc，可得到新的传递函数为

其中ωc是中心频率，ω0是截止频率，同时定义ωc/2ω0为带通的Q值。

这就是一阶复数带通滤波器的传递函数。它有一个复数极点，中心频率在正频率处，对于负频率分量起到了抑制作用，满足低中频系统中所需要的中频滤波器的要求。

2 电路设计

多相滤波器从实现上来分有无源和有源两种。无源滤波器噪声低、线性度高、工作频率高，但是要实现较高的镜像抑制比和较高的精度，要求无源器件必须有极高的精度，这势必加大制作工艺上的难度。而有源滤波器则可以避免无源滤波器的限制。

因此本次设计采用有源RC结构来实现二维多项滤波器。

GSM低中频架构中实现多相滤波器需要考虑多方面的因素。其一，CMOS标准工艺所提供的电阻、电容精度不高，会对滤波器的性能造成很大的影响，所以设计中需要考虑修正电阻电容值来消除这种影响。其二，按照系统增益分配要求在滤波模块中还要实现一定的增益来进行弱信号补偿。此外，由于滤波模块的输入直流电压，即下变频的输出直流电压会存在mV级的差异，加上MOS管自身存在着失配，当整个滤波模块的增益很高时，直流差将被放大，使得后级电路饱和，从而导致整个模块不能实现预定的功能，所以必须考虑设计消除直流偏移的电路单元。

综上所述，整个多相滤波器电路由滤波单元电路、增益控制单元电路、直流失调消除单元电路以及偏置电路组成。单元电路都是互相嵌套的，并不是各自独立的。

2.1 滤波单元

由滤波器的工作原理可以得知，复数滤波器的传递函数可改写为

假设输入的复信号为X(jω)= Xr(jω) + jXi(jω)，滤波器输出复信号为Y(jω)= Yr(jω) + jYi(jω)，结合结合HBP(jω)可以得到输出复信号分量分别为：

由此可见，输出复信号分量由三部分组成：一个输入分量和两个反馈分量。根据电路拓扑理论，可以得到一阶复数带通滤波器原理图，如图3所示[5]。

图3 一阶复数带通滤波器结构图Fig.3 Structure of first-order complex band-pass filter

因此，为了得到较高的镜像抑制比，通常选用相对高阶的滤波器。本次设计选用五阶切比雪夫多相滤波器，如图4所示。

图4 五阶切比雪夫复数带通滤波器Fig.4 Five-order Chebyshev complex band-pass filter

其低通滤波器原型是一个3dB截止频率为110k的五阶切比雪夫I型低通滤波器，则传递函数为

从图3可以看出，运算放大器是实现有源滤波器的核心部件。在整个滤波电路中，第一级滤波单元需要匹配前端混频器的输出且尽量降低系统噪声，因此运算放大器需要单独设计成低噪声运算放大器，如图5所示。

这里采用了NMOS作为输入差分对管，且尺寸都很大。考虑到差分输出两端的直流电压都接近电源电压，故在输出端加了两个上拉管，在上电瞬间到稳定工作这段时间内，实现一个上拉电平，让共模反馈电路部分工作，当电路稳定后再关断，不影响电路的正常工作。另外为了版图面积，后面四级都采用了小尺寸的PMOS输入对管，结构与上述的NMOS型运算放大器结构类似。

图5 第一级运算放大器Fig.5 First-stage op-amp

2.2 增益控制

按照系统指标要求，在滤波模块中要实现-6dB～63dB的递增，就需要实现增益控制，即实现可编程增益放大功能（Pmgrammable Gam Amplifier,简称PGA）。实现PGA的方式有很多种，但在该处是需要实现1dB的数字递增，同时信号频率在200k左右，可以用运算放大器和两个比例电阻来满足要求。系统分配了7个控制位来实现增益控制，考虑采用两级独立的PGA来完成，同时在滤波单元上也实现了三级增益控制。单独的PGA单元如图6所示：

图6 PGA电路Fig.6 PGA circuit

开关的导通电阻会对信号的幅度有所影响，所以在设计PGA时要尽量减小信号通路上的开关个数。开关尺寸的设计要使得开通状态下的导通电阻尽量小，同时要求寄生的电容要尽量小。因为增大尺寸比例会带来导通电阻的减少,但同时也会有较大的寄生电容，所以设计时候要折衷。每一级PGA用到了两个控制位，但是要实现四个增益变化，需要进行数字编码。编码电路具体电路如图7所示。

图7 编码电路Fig.7 Encode circuit

余下三级增益控制，即三个控制位则放在滤波单元电路中。综合考虑整个GSM系统接收链路的增益分摊，在第一级滤波，第二、三级滤波，第四、五级滤波上分别做了-6/20dB、0/8dB、0/1dB的增益控制，分别由系统提供的3个数字位控制。

图8 电容阵列Fig.8 Capacitor array

2.3 电容校正

由于电阻电容的绝对值受工艺、温度变化影响很大，必须要进行补偿。对电阻的补偿是采用线性区工作的MOS管实现，通过调节MOS管的栅压来改变电阻的大小，但是精度难以控制，而且可能影响滤波器的线性度。对电容的补偿就是将滤波器中的电容器件以开关控制的阵列形式实现，这种方法不会影响线性度，而且设计相对简单，如图8所示。

该电容阵列是一个二进制递增的阵列，为了适应温度、工艺变化等最恶劣的情况，通过对一个简单的RC电路做各种工艺温度、工艺角下的AC仿真，得到电容的最大和最小值。

根据下面三个公式，

按照边带抑制的要求，ΔC取为Cmin一个具体的百分率(该电路取为4%)，这样就可以得到xmax的值，从而确定二进制的位数(图8中为五位)。这样就得到能覆盖各种情况的一个电容阵列。

2.4 直流失调消除

由于混频器输出存在微小的直流差，以及运算放大器中差分对管自身的失配，所以必须在滤波模块中设计直流校正单元电路。最常见的方法是闭环高通方法。但是为了减小对信号的影响，要把3dB拐点压得很低，需要用很大的电阻电容来实现，在版图中会占用很大的面积，同时对于瞬态而言，又会是一个很大的时间常数，对于GSM系统来说，显然是不可取的。另外还有在运放中加微小电流源补偿的方法。在每一级增益单元所用到的运放中都加微电流源，但由于混频器的输出中存在的直流偏差不可测，如果把这个直流偏差放到运放中用微电流源来补偿，当温度、工艺变化时，并不能很好地满足要求，且这些都是静态补偿，所以也不可取。

图9 隔离差异直流单元Fig.9 Micro DC isolation unit

在该处设计中，在信号通路加电容，隔除差异直流，再外接直流电压，如图9所示。

电路采用在链路上直接加电容的方法允许交流信号通过而阻隔直流电压，再外加一个基准电压作为信号的共模电压。在图9中隔直电容和MOS管的寄生电容会不可避免的形成分压，对交流信号的幅度有少许影响，所以在整个链路中要尽量少加这样的小单元模块。另外，在外接直流电压时，由于电荷注入等原因，仿真过程中出现了毛刺，可通过给定一个人为的信号输入的延迟时间来解决。利用这种简单的方式能较好地解决直流失调的问题。

3 仿真分析

整个带通滤波器设计采用TSMC 0.18μm 1P5M的CMOS工艺实现。由于整个多项滤波器模块工作在频率相对较低的频带(200k左右)上，在版图设计时，主要考虑的就是对称性，包括I、Q两路本身的对称以及I&Q两路之间的对称，另外还需要考虑版图尽可能紧凑。整个版图如图10所示：

图10 带通滤波器版图Fig.10 Layout of band-pass filter

图11 带通滤波器频率响应Fig.11 Frequency response of band-pass filter

图12 通带频率特性Fig.12 Features of band-pass frequency

对整个滤波器电路进行性能仿真前，首先需要设置模块的上电时序。提前50μs的时间先对滤波模块上电，是为了让滤波模块的直流先稳定地建立起来。另外由于模块的差分输入端口需要直流电压来提供共模电平，因此前端的混频器模块也需要随滤波模块一起提前打开，等到直流电平稳定后，再输入信号。

图11是滤波器频响特性的仿真结果，整个曲线通带最大增益约为63dB，带外抑制为89dB，镜像抑制优于30dB。图12是滤波器的通带特性。通带带宽约为220kHz，中心频率在100kHz处，带内平坦度小于0.7dB。

4 结论

根据GSM系统设计的指标要求，采用有源RC结构形式设计了一款适用于GSM手持式产品上的多相滤波器电路。仿真结果表明，该滤波器实现了中心频率为100kHz，3dB带宽为220kHz，最大增益为63dB，镜像抑制优于30dB，完全适用于全集成的低中频结构的GSM便携式系统中。

References)

[1]Crols J,Steyaert M.Single-chip 900 MHz CMOS receiver front-end with a high performance low-IF topology[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,1995,30 (12):1483-1492.

[2]Tadjpour S,Cijvat E,Hegazi E,et al.A 900-MHz dual conversion low-IF GSM receiver in 0.35μm CMOS[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,2001,36 (12):1992-2002.

[3]Steyaert M S J,Muer B D,Leroux P.Low-voltage low-power CMOS RF transceiver design[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2002,50 (1):281-287.

[4]陈伟宁,秦士.多相滤波器的原理及其实现[J].清华大学学报(自然科学版),2001,41(1):9-11.CHEN Weining,QIN Shi.Principle and implementation of poly-phase filter[J].Journal of Tsinghua University (science and technology),2002,50 (1):281-287 (in Chinese)

[5]Crols J,Steyaert M S J.Low-IF topologies for highperformance analog front ends of fully integrated receivers[J].IEEE Circuits and Systems II:Analog and Digital Signal Processing,1998,45 (3):269-282.

Design of integrated poly-phase filter in GSM handset RFIC

CHEN Xu1,XU Feng2,WANG Xinan2
（1.School of Software Engineering,Shenzhen Institute of Information Technology,Shenzhen 518172,P.R.China 2.Key Laboratory of Integrated Micro-system,Shenzhen Graduate School of Peking University,Shenzhen 518055,China）

As one of the main modules of low-IF receiver,the poly-phase filter plays an important role in image rejection and adjacent channel interference.Its performance index directly affects the sensitivity of the whole receiving link.This paper adopts the structure of active RC to design a five-order Chebyshev poly-phase filter.The simulation results show that the filter can realize the center frequency of 100 kHz with 3dB bandwidth of 220 kHz.It has maximum voltage gain of about 63dB and image reject ratio greater than 30dB.So it can satisfy the requirement of GSM (group special mobile) handset.

low IF;poly-phase filter;active RC;PGA(Pmgrammable Gam Amplifier)

TN713

：A

1672-6332（2014）01-0030-05

【责任编辑：杨立衡】

2014-3-17

陈勖（1978-），男(汉)，湖南邵阳人，讲师，博士后，主要研究方向：射频集成电路设计；E-mail:chenx@sziit.com.cn