多天线暗室信道验证测量研究

郭 琳 高攸纲 安旭东 孙 璨 刘 美 石 丹

（1.北京邮电大学电子工程学院，北京100876；2.工业和信息化部电信研究院，北京100191）

引 言

多输入多输出（Multi-Input Multi-Output，MIMO）作为下一代无线通信系统中的关键技术之一，通过在发射机和接收机端同时配置多根天线从而显著提高系统吞吐量［1-3］.近年来，运营商开始广泛部署支持MIMO技术的长期演进（Long Term Evolution，LTE）第四代蜂窝网络，直接带动了多天线移动终端天线技术的研发演进.由于终端MIMO天线将影响收发机间等效信道，并最终影响MIMO传输性能，因此为了有效发挥MIMO系统的技术优势，必须对多天线终端MIMO天线空间辐射和接收性能进行测试评估，来指导终端多天线的优化设计.对于MIMO天线，除了传统单天线的天线增益和效率指标外［4-7］，其天线相关性和增益不平衡等指标对其接收性能也有较大影响［8-9］.因此，需要针对多天线终端专门研究一套有源天线性能评估方法.

近来，国际标准组织蜂窝移动通信协会（Cellular Telecommunications Industry Association，CTIA）和第三代合作伙伴计划（The 3rd Generation Partnership Project，3GPP）已经开展了多天线设备空间射频接收机性能测量方法（Multi-Input Multi-Output Over-The-Air，MIMO-OTA）标准化的相关工作［10］.MIMO-OTA通常采用下行链路的吞吐量指标来评估被测设备（Equipment Under Test，EUT）的多天线接收性能.测试系统中基站模拟器在不同的发射功率下发送多路下行码流，下行码流经过特定无线信道衰落后为EUT所接收，系统最终统计EUT在不同信道场景下、不同下行功率条件下的数据率，评估EUT的MIMO-OTA性能.一般来说，在相同的下行发射功率和信道场景下，具有更高的数据率测量结果的EUT，可以认为其具有更好的MIMO接收性能.

多探头全电波暗室法是目前较为主流的MIMO-OTA测试方法［11］.在多探头全电波暗室方法中，全电波暗室内放置多个测量探头环绕于EUT周围，测试系统通过控制各个测量探头发射信号的功率、时延、极化方向等特性，使得多个探头辐射信号在EUT周围叠加后的信号具有一定的功率延迟分布、多普勒频移、角度扩展等特性，从而达到模拟特定信道场景的目的.除多探头全电波暗室外，混响室法和两阶段法［12］也是正在研究中的MIMOOTA测试方法，其所模拟的信道场景以及模拟方法与多探头暗室法有所区别.本文针对多探头全电波暗室法来展开研究.

为了正确评估EUT在特定信道场景下的性能，保证相同的被测设备在不同实验室所得到的测量结果具有可比性，需要保证全电波暗室内信道模型加载和模拟过程的精确性，确保被测区域内所加载的信道模型与测试标准的定义一致.因此在MIMO-OTA测试中，对于被测区域的空间信道模型的验证工作尤为重要.

本文选取3GPP定义的扩展空间信道模型（Spatial Channel Model Extended，SCME）为例，分析多探头暗室的信道验证原理并进行实际测试验证.SCME信道模型为一种基于几何空间位置的信道模型，其收发机间信道为多径信道场景，每一条多径信道具有不同来波角度、角度扩展、时间延迟和功率衰落等特性.通过调整这些参数，SCME信道模型可以模拟不同的实际场景，例如城区微小区（Urban Micro，UMi）和城区宏小区（Urban Macro，UMa）等等［13］.

1 理论分析

1.1 多探头全电波暗室系统

多探头全电波暗室MIMO-OTA测量系统主要由多探头暗室、信道仿真器、基站模拟器等部分组成，如图1所示.多探头暗室内配置多个测量天线，成环状布置在测试区域周围.在测试过程中，由基站模拟器输出的多路下行信号首先进入信道仿真器；信道仿真器根据系统所配置的信道场景，对来自基站模拟器的下行信号进行衰落处理，计算出经过指定信道模型衰落后的多径下行信号在终端周围的入射角、功率延迟、角度扩展、极化特性等，并将具有不同入射角的信号分别映射到暗室内相应的探头上；暗室内多个探头根据信道仿真器的加载结果同时发射，从而在暗室中测试区域内模拟出不同来波角度、不同功率、极化、延迟特性的多径下行信号.根据全电波暗室内的信号衰落大小，有些系统内需要配置多通道放大器，对多个天线探头的下行信号进行放大，使得测试区域内的下行功率可以保障稳定可靠的下行连接.

EUT接收到经过信道衰落的下行信号后，进行相应处理并通过上行通信链路与基站模拟器建立起闭环测试环路.基站通过EUT的上行反馈统计EUT下行接收的数据率.系统通过调整基站模拟器的下行功率以及信道仿真器内加载的信道模型，完成在不同信道场景、不同下行功率下的EUT下行数据率测量.

图1 多探头全电波暗室MIMO-OTA测试原理框图

1.2 多探头系统的校准

信道仿真器在根据所加载信道模型计算不同入射角度的多径下行信号、并进行多探头映射时，假设来自基站的多路下行信号功率一致，并假设自身多个输出端口径对应的测量天线到达EUT的路径损耗一致.然而，在实际测试系统中，上述假设条件并不能直接成立.不同天线探头的下行信号所经过放大器的增益、线缆损耗等均不相同，各个天线探头单元的增益也各不相同，因此从信道仿真器各个输出端口到EUT之间的路径损耗并不一致.类似的，基站模拟器的多个输出端口与信道仿真器的各个输入端口之间的线缆损耗也并不完全一致.上述路径损耗的差异性将使得信道仿真器的计算结果与实际系统失配，并最终导致暗室内所模拟的信道场景特性失真.所以，在进行信道验证以及吞吐量测试之前，必须对信道仿真器进行输入与输出校准.

下面以2×2MIMO信道场景为例分析信道仿真器输入与输出校准原理.在2×2MIMO传输中，发射机输出两路下行信号进入信道仿真器，信道仿真器经过信道衰落模拟运算后，输出两路经过信道衰落后的下行信号给接收机，如图2所示.

图2 信道仿真器输入输出校准原理

图2中两路下行信号经历外部复增益G11和G21进入信道仿真器，经处理后，经历外部复增益G14和G24输出给接收机，其中G11和G21主要包含发射机与信道仿真器间的连接线缆损耗，G14和G24主要包含外设放大器和空间损耗以及线缆损耗等.如前所述，两个输入端口的外部增益G11和G21并不相等，两个输出端口的外部增益G14和G24也并不一致.而输入和输出校准的基本原理是调整信道仿真器内部四个增益调整单元的复增益G12、G22、G13与G23，使得各个输入端口之间内部、外部增益的级联增益一致，同样也使各个输出端口之间的内外部级联增益一致，即

实际输入校准操作通常需要使用信道仿真器自带的输入信号功率测量功能.校准过程中将同一稳定的连续波信号接入信道仿真器的两个输入端线缆，信道仿真器两个输入端口分别测量得到的功率读数间的差值即为外部增益G11与G21的比值，据此调整内部增益G12与G22使之满足式（1）的要求.

实际输出校准流程通常需要借助网络分析仪以及标准参考测量天线进行.在暗室中心放置参考测量天线，作为图2中接收机.将网络分析仪输出信号馈入信道仿真器任意一个输入口，例如输入口1，测量其与参考测量天线之间的S21参数.调整信道仿真器为直通模型，使图2中信道仿真器内部各种处理增益如GAD、GAC、GBC与GBD为相等的恒定值.校准中，依次激活信道仿真器每一个输出端口.根据图2，当分别激活信道仿真器输出口1与2时，网络分析仪的S21测试结果分别为G12GACG13G14与G12GADG23G24.由于GAD＝GAC，因此，通过比较两次S21测试结果即可得到两组输出路径G13G14与G23G24的差异.据此结果可对信道仿真器内部增益单元G13与G23进行调整使之满足式（2）要求.

1.3 多探头暗室信道验证原理分析

MIMO传输系统中，发射端和接收端都配置有多根天线，每一个收发天线对之间都具有不同的信道衰落.在进行信道验证时，可以根据需要挑选不同的收发天线对进行信道测量验证.在SCME信道场景中，各个收发天线对之间信道衰落的统计特性相同，因此可以任选一个收发天线对间的信道进行测试验证即可.

典型的MIMO信道包含时间、频率、空间、极化四个维度，而信道验证也通常是针对此四个维度上相应的四个关键参数，即功率延迟分布、多普勒频展、空间相关性以及交叉极化比进行测量验证.本节下面将分析此四个参数的测量验证原理以及实际系统验证方法.

1.3.1 功率延迟分布

功率延迟分布反映多径信道在不同时间延迟上的功率散布，为信道时域冲激响应的模平方.在实际系统中测量信道的时域冲激响应较为困难，而考虑到信道时域冲激响应与信道频域响应互为傅里叶变换对，因此可以采用测量信道频域响应的方法来间接地测试验证信道功率延迟分布.假设信道频域响应函数为hi（f），1≤i≤N代表所测量的信道随机实现次数，则可以按照式（3）计算得到信道的功率延迟分布

式中，IFFT（·）为逆傅里叶变换函数.

在实际系统中，可使用标准参考测量天线模拟接收天线，而信道仿真器的任一输入口即代表一个发射天线，使用网络分析仪测量二者之间的信道频域响应，如图3（a）所示进行测试系统连接.

在验证测试中，配置信道仿真器信道模型为所需验证的模型，通过网络分析仪在所需测试频带上进行扫频，获得信道频域响应.信道仿真器所配置的信道模型一般为时变模型，因此需要设置信道仿真器为步进模式，使得每次网络分析仪扫频过程中系统信道保持不变，从而保证其每一条频域响应踪迹上各个测量点都是对同一次信道随机实现的反映.

实际测量中，网络分析仪也需要进行合适配置以提高测量准确度.其中扫频中心频率应与信道模型的载频相同；扫宽应进行合理设置，使之不低于信道仿真器可用带宽，同时也不宜过宽，否则会引入带外干扰影响结果精确度；根据离散傅里叶变换的原理，逆傅里叶变换后得到的时域信号长度为

式中：Mpoint为测量点数；Wspan为扫宽.因此，测量点数应足够大，使得tmax≥τmax，其中τmax为多径信道可能的最大延迟.

1.3.2 多普勒频展

多普勒频展反映了信道模型中由于终端移动等导致的不同多径信号的多普勒频移，与信道来波角度、功率、终端移动速度和移动方向等有关.由于多普勒谱函数与信道时域相关函数互为傅里叶变换对，因此多普勒谱也可间接反映信道随时间变化的快慢程度.假设信道多普勒功率谱为D（f），则信道的时间相关函数为

在实际系统中，可按照图3（b）所示进行测试系统连接，将单频连续波输入信道仿真器，利用频谱分析仪测量暗室内参考测量天线的接收信号，测量分析经过信道衰落后信号的多普勒功率谱.测量得到的多普勒功率谱的频域宽度不应大于信道最大多普勒频偏，否则需要重新检查测试系统.信道最大多普勒频偏为

式中：fcarrier为信号载波频率；VUE与c分别为终端移动速度及光速.

图3 MIMO信道模型验证示意图

验证测试中，配置信道仿真器信道模型为所需验证的模型.频谱分析仪中心测量频率与信号源所发射信号频率一致，均为所需分析的目标频带的载波频率.频谱分析仪测量频段宽度至少应高于信道最大多普勒频偏，分辨率带宽以及视频带宽尽可能小以提高测试精度.频谱分析仪、信号源以及信道仿真器需要进行频率参考同步，否则各台仪表之间频率的细微差异将影响最终测试验证结果的精确度.

1.3.3 空间相关性

空间相关性反映了接收端一侧不同空间位置上信道的相关程度.通常信道空间相关程度越强，MIMO传输效果越差.

空间相关性的验证测试可以直接根据其定义来进行.在多探头暗室内选取多个不同的空间位置，分别测试这些位置上的信道响应并计算其相关性.本文选取暗室中11个空间位置进行空间相关性的验证测试，11个空间位置以0.1个波长等间隔分布在长度为1个波长的线段上，线段位于水平面内，中点与暗室测试区域中心重合，其法线方向为信道零度来波角方向.

验证测量系统与功率延迟分布测量系统类似，如图3（a）所示，其中不同之处在于网络分析仪每次扫频点数均为1，即对应每次信道随机实现，网络分析仪只测量中心频点的信道频率响应.另外，针对每次随机实现，需要测量暗室中11个不同的空间位置上的信道响应.

当得到N次信道随机实现在11个空间位置上的信道响应后，将结果记为一个N×11矩阵H，其中每一列代表相应空间位置上N次信道随机实现的信道响应.分别计算矩阵H中的每一列与第1列的相关系数，可以得到不同距离的空间位置之间信道的相关性

1.3.4 交叉极化比

交叉极化比反映了信号在信道传输过程中，垂直、水平极化方向间的相互转换关系.这种转换关系难以直接测量观察，因此通常观测最终信道在垂直、水平极化方向上信道衰落的比值来考察信道模型极化特性的仿真模拟效果.

由于MIMO-OTA测试重点是考察终端接收性能，因此为了简单起见，在信道模型中一般假设基站天线为倾斜放置的理想线极化天线［10］.这种基站天线的辐射信号可以被分解为一个垂直方向线极化信号和一个水平方向线极化信号.理想的垂直方向线极化信号在各个水平离开角上的辐射功率一致；然而水平方向线极化信号在各个水平离开角上辐射功率不等，在预期极化方向相垂直的水平离开角上，水平方向线极化信号基本没有辐射功率.因此根据不同信道模型中对基站辐射信号离开角的定义不同，其最终垂直极化和水平极化上信道衰落的比值也不同.

交叉极化比验证的测量系统与功率延迟分布验证的测量系统类似，如图3（a）所示.不同之处在于在交叉极化比验证中，网络分析仪扫频得到的频域响应用于计算信道整体功率衰落.假设针对N次信道随机实现进行了测试，则信道功率响应为

式中hi（f）代表对第i次信道随机实现进行扫频测量得到的信道频域响应.

在实际测试中，可以使用垂直放置的偶极子天线与共振环天线分别测量暗室内垂直和水平极化方向上的信号功率，然后计算暗室内的垂直、水平极化信道衰落值.由于使用了不同参考测量天线分别测量垂直、水平极化方向的信道响应，因此在计算垂直、水平极化信道衰落的比值时，需要对不同的参考测量天线增益进行补偿.

2 实验结果分析

选取SCME UMi信道模型，针对多探头全电波暗室进行了功率延迟分布、多普勒频展、交叉极化比和空间相关性的实际验证测试.

图4为功率延迟分布的验证结果，图中离散点为SCME Umi信道场景中功率延迟分布的理论结果，连续曲线为实际验证测量结果.可以看到测量结果和理论结果基本吻合，最大偏差不超过0.7 dB.

图5（a）为多普勒功率谱的测量结果，图5（b）为按照式（5）计算的相应信道时间相关函数曲线.可以看到测试得到的多普勒功率谱以及计算得到的时间相关函数曲线与理论结果吻合程度较高.在实测中，选取的载频为1 900MHz，用户移动速度为30 km／h，根据式（6）可知，信道中最大的多普勒频移大致为53Hz，因此理论上系统多普勒频谱范围应在1 900MHz±53Hz频带内，如图5（a）中实线所示.实际测量中，超过此频率范围时，频谱仪也能得到一些测量结果，这些测量结果基本可以认为是系统底噪的影响.因此，使用测量得到的多普勒功率谱计算信道时域相关曲线时，不考虑系统底噪的影响，只使用1 900MHz±53Hz范围内的多普勒功率谱测量结果来进行计算.

图4 SCME Umi信道功率延迟分布验证结果

图5 多普勒频展及时域相关性验证结果

图6为信道空间相关性验证结果.根据多探头暗室的实现理论，暗室内探头个数的多少会影响暗室对信道空间相关性的仿真程度［11］.图6中实线为Umi信道场景空间相关性的理论结果.本文在一个8探头暗室内进行了实际的验证测量，而配置8探头的暗室对Umi信道场景空间相关性的仿真能力有限，只能保证0.7个波长尺寸区域内的仿真结果与理论结果相吻合［11］，图中方框图标虚线即为8探头暗室的理论仿真结果，可见其空间相关曲线在0.7个波长以内与理论曲线基本吻合，而超过0.8波长外，二者出现较大差异.图中圆圈图标虚线为实际测量结果，与8探头暗室的理论仿真结果基本吻合.

图6 空间相关性测试结果

表1为交叉极化比的验证结果.如表格中所示，暗室所仿真信道环境的垂直、水平极化信道衰落的比值与理论值基本吻合.

表1 SCME Umi信道模型交叉极化比验证结果

3 结 论

本文主要分析了多探头全电波暗室的信道验证方法，并针对实际系统进行了验证测试.针对信道模型中的功率、时间、空间、极化等关键因素，分析了功率延迟分布、多普勒功率谱、空间相关性和交叉极化比等参数验证的具体测试原理.基于实验正确性的分析，给出了实验过程中的具体配置方案.为了验证其有效性，实测了一个SCME UMi信道模型的四项验证指标，其结果与理论模型基本吻合.

［1］FOSCHINI G J.Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas［J］.Bell Labs Technical Journal，1996，1：41-59.

［2］芮贤义，金荣洪，耿军平.相关MIMO信道下空间分集系统中多用户分集性能［J］.电波科学学报，2008，23（5）：937-941.RUI Xianyi，JIN Ronghong，GENG Junping.Performance of multiuser diversity in a spatial diversity system under MIMO correlated channels［J］.Chinese Journal of Radio Science，2008，23（5）：937-941.（in Chinese）

［3］金志刚，高 铭，陈 喆.多输入多输出信道容量研究及天线优化［J］.电波科学学报，2012，27（5）：1019-1023.JIN Zhigang，GAO Ming，CHEN Zhe.Multi-input multi-output channel spatial correlation and channel capacity［J］.Chinese Journal of Radio Science，2012，27（5）：1019-1023.（in Chinese）

［4］CTIA.Test Plan for Wireless Device Over-the-Air Performance［S］.Version 3.2，2012.

［5］3GPP.TR 25.914，Measurements of Radio Performance for UMTS Terminals in Speech Mode［R］.Version 11.3.0，2012.

［6］3GPP.TS 25.144，User Equipment and Mobile Station Over the Air Performance Requirement［S］.Version 11.2.0，2012.

［7］3GPP.TS 34.114，User Equipement／Mobile Station Over the Air Antenna Performance［S］.Version 11.2.0，2012.

［8］FOEGELLE M D.MIMO device performance measurements in a wireless environment simulator［J］.IEEE Mag Electromagnetic Compatibility，2012，1（4）：123-130.

［9］李 忻，聂在平.天线互耦对MIMO无线信道性能的影响［J］.电波科学学报，2005，20（4）：546-551.LI Xin，NIE Zaiping.Effect of mutual coupling on the performance of mimo wireless channels［J］.Chinese Journal of Radio Science，2005，20（4）：546-551.（in Chinese）

［10］3GPP.TS 37.977，Verification of Radiated Multi-Antenna Reception Performance of User Equipment［S］.version 0.2.0，2012.

［11］KYOSTI P，JAMSA T，NUUTINEN J P.Channel modeling for multiprobe over-the-air MIMO testing［J］.International Journal of Antennas and Propagation，2012：615954.

［12］JING Ya，ZHAO Xu，KONG Hongwei，et al.Twostage over the air test method for LTE MIMO device performance evaluation［J］.Int J Antennas and Propagation，2012：572419.

［13］BAUM D S，HANSEN J，GALDO G，et al.An interim channel model for beyond-3g systems：extending the 3GPP spatial channel model（SCM）［C］／／Proc of IEEE Vehicular Technology Conference，2005，5：3132-3136.