一种超宽带同相/反相输出可切换射频网络设计

唐朝阳，梁仙灵，金荣洪，耿军平，蔡 青，2

(1. 上海交通大学 电子工程系，上海 200240；2. 上海市计量测试技术研究院,上海 200240)

0 引 言

随着无线系统终端应用需求的不断提高，如结构小型化、功能多样化，要求天线及射频终端能够在尽可能小型化的条件下具备更高效的功能。射频移相网络在天线及射频终端设计中通常发挥重要的作用，能够有效提升天线及射频终端的性能，如在圆极化天线设计中采用3 dB混合电桥网络可有效展宽天线的圆极化轴比带宽；在阵列天线设计中采用移相网络可实现天线的波束赋形；在相控阵系统设计中采用数字移相器可实现天线的波束扫描等[1]。另一方面，自2002 年美国联邦通信委员会(FCC)将3.1～10.6 GHz 这一频段开放为民用频段。围绕着超宽带技术应用的天线、滤波器、移相器、功分器等微波器件已进行了较多研究。其中，超宽带移相器设计更具有挑战性，已有的技术如采用集总参数构建的高/低通滤波器型超宽带移相器、3 dB电桥(或耦合器)结构的超宽带反射型移相器、微带结构的超宽带开关线型移相器等[2～4]。其中，微带结构的开关线型移相器具有移相精度高、结构简单、设计灵活、便于电路集成设计等优点。基于此，本文利用微带-共面波导线过渡和“蝶形”缺陷地结构[5]实现了微带线的带线与金属地之间的不平衡交叉过渡，获得180°相移，并结合偏置电路设计了一种1 bit超宽带移相器；在此基础上，进一步设计和实验验证了一种超宽带同相/反相输出可切换微带射频网络。

1 超宽带1 bit移相器

高频微带网络的相移一般通过物理长度调节实现，但该方法频率带宽较窄。本论文中超宽带180°相移的基本原理如图1所示，选取一段长度小于λ/2的双导线传输线，假设某一时刻，该段传输线上的电场方向朝下。若将此传输线从中间断开，并进行交叉连接，此时，该传输线后半段的电场方向变为朝上，即通过交叉连接可实现端口2的180°相移。

图1 双导线传输线180°相移原理

1.1 1 bit移相器结构

将上述原理引入到超宽带1 bit移相器设计中，如图2所示。该超宽带移相器由微带射频电路与直流偏置电路两部分构成。微带射频电路分为支路1 和支路2。支路1为一段特性阻抗为50 Ω的微带线(参考线)；支路2为交叉连接微带线，通过微带线-共面波导线-微带线转换，结合“蝶形”缺陷地结构实现。其中，一段50 Ω微带线导带渐变成“Y”型结构，再与另一段50 Ω微带线的导带构建成共面波导线，并在其末端通过金属化孔与地相连。渐变部分长度为l1和l2(上下金属化孔垂直间距),左右金属化孔水平间距为s1，共面波导的导带与缝隙的间隔为g；“蝶形”缺陷地结构上下边主要通过两个相同长轴(a1=a2)、不同短轴(b1，b2)的椭圆弧线构成。通过共面波导线的巧妙过渡，在相同物理长度的条件下，可实现支路1和支路2在超宽带范围内的180°相差。进一步为实现两支路的切换，采用四个二极管结合偏置电路构成了两个单刀双掷射频开关。利用射频开关的通断选择通路，实现输出端信号相位0°/180°的切换。A端为偏置电路的电源输入点，当输入“+V”时，支路2处于导通状态，支路1处于开路状态；当输入“-V”时，支路1处于导通状态，支路2处于开路状态。偏置电路中，限流电阻R1用于防止二极管正向导通时电流过大；扼流电感L1、L2与扇形贴片共同组成宽带射频隔离电路，减小直流回路对射频电路匹配的影响，并使直流电压能够正常驱动二极管工作；C1为隔直电容。

图2 超宽带1 Bit移相器的结构

1.2 1 bit移相器仿真分析

所研究的超宽带1 bit移相器的原理是利用微带传输线的带线和金属地之间的不平衡交叉过渡，从而达到180°相移。因此其移相带宽主要受限于过渡段部分的结构设计，包括共面波导带线参数和缺陷地结构的缝隙参数。下面将就几个关键参数做具体讨论，每个参数变化时，其它参数保持不变。

“蝶形”缺陷地结构的关键参数是上下边的椭圆弧线，即短轴参数b1和b2，影响过渡段的阻抗匹配。缺陷地结构的椭圆短轴长度变化对支路2的插入损耗、端口驻波比的影响，如图3所示。可以看出，短轴b1主要影响支路2的低频部分。随着b1从4 mm 减少到2 mm，支路2的低频部分(2～5 GHz)的插入损耗和端口驻波比均逐渐变小。短轴b2影响支路2的整个频段，尤其是高频部分。随着b2从2 mm增加到4 mm，支路2在整个频带(2～12 GHz)的插入损耗和端口驻波比均逐渐变小。很明显，无论是b1变小还是b2变大，都将使缺陷地缝隙变大，从而工作频率向低频偏移；但b1和b2参数大小还受到金属化过孔的限制，在充分考虑工艺的条件下，可选择较小b1和较大b2。

共面波导线转换部分的关键参数是l1和l2。l1和l2变化对支路2的插入损耗、端口驻波比的影响，如图4所示。l1部分实现了微带线到“Y”型结构的一个过渡。可以看出，在整个频带(2～12 GHz)内l1对支路2的端口驻波比和插入损耗影响较大。l1取值越大，低频部分的工作频率越低，但高频部分性能(端口驻波比和插入损耗)越差。当l1=2 mm时，在4～10 GHz频带内支路2的端口驻波比和插入损耗曲线相对较好。l2为上下金属化过孔的垂直间距，主要影响支路2的高频部分。当l2取2.35 mm 时，在4～12 GHz频带内支路2的端口驻波比和插入损耗达到最佳。

图4 共面波导结构部分参数分析

上述结果基于电磁仿真软件HFSS的优化，以带宽最大化和插入损耗最小化的原则选取超宽带1 bit 移相器的各个最佳参数值：a1=a2=5 mm，b1=2 mm，b2=4 mm，s1=1.7 mm，g=0.16 mm，l1=2 mm，l2=2.35 mm，L1=470 nH，L2=20 nH，C1=1 μF，R1=200 Ω。超宽带1 bit移相器的仿真性能，如端口VSWR、插入损耗和相位特性,如图5所示。当支路1(即参考线)导通时，端口驻波比在4.6～8.6 GHz频带内均小于1.4，插入损耗小于1 dB；当支路2导通时，端口驻波比在4.6～8.6 GHz频带内均小于1.6，插入损耗小于0.9 dB。比较两种状态，带内端口驻波比曲线一致性较好，插入损耗在频带内偏差小于0.2 dB，相位曲线比较平稳，相位差在171°～182°内。值得注意的是，在4.5 GHz和9 GHz附近均存在谐振，这是由于处于开路状态的支路在λ/2的整数倍处会引入并联谐振，这种谐振会引起幅度和相位一定程度的恶化。

图5 超宽带1 Bit移相器仿真性能

2 超宽带同相/反相输出可切换射频网络

2.1 网络结构

上述超宽带1 bit移相器实现了较好的180°相移功能，实际应用中，考虑到一些可重构天线或射频终端需要馈电网络同时具备同相和反相输出的功能，基于此，进一步设计了一种超宽带同相/反相输出可切换射频网络。该切换射频网络由两个超宽带1 bit移相器和一个功分器构成，如图6所示。射频信号从端口1输入，经功分器等分成两路后再通过两个超宽带1 bit移相器，实现端口2，3的等幅同相或等幅反相输出。超宽带同相/反相输出可切换射频网络的实物照片，如图7所示。该网络实物尺寸为66 mm*46 mm。

图6 超宽带同相/反相输出可切换射频网络结构

图7 超宽带同相/反相输出可切换射频网络实物图

2.2 实验结果分析

利用矢量网络分析仪Agilent E5071C对超宽带同相/反相输出可切换射频网络进行测试。该射频网络的端口驻波比和隔离度测试曲线，如图8所示。在4.6～8.6 GHz工作频带内，当端口2，3同相输出时，端口1的驻波比小于1.85；当端口2，3反相输出时，端口1的驻波比小于1.95；两种状态(同相/反相)下，端口2与端口3的隔离度均大于22 dB。该射频网络传输系数幅度的测试曲线,如图9所示。在4.6～8.6 GHz工作频带内，两种状态下，S21和S31曲线非常相似，传输系数均小于-6 dB，扣除3 dB功分器能量损失，实际端口2，3输出的最大插入损耗小于3 dB，其中4.6～7.5 GHz的插入损耗在2 dB 以内；两端口输出的幅度差小于0.25 dB。该射频网络的传输系数相位的测试曲线，如图10所示。在4.6～8.6 GHz工作频带内，当端口2，3同相输出时，相位差在-1°～8°之间；当端口2，3反相输出时，相位差在172°～182°之间。

图8 端口驻波比与隔离度测试曲线

图9 两种状态下测试传输系数的幅度曲线

图10 两种状态下测试传输系数的相位曲线

将研究设计的网络性能与已有文献中几种三端口射频移相网络性能进行比较，见表1。可见，本文设计的馈电网络在功能上实现了同相/反相输出的可切换，并且在幅度差和端口隔离两个方面具有更好的性能。

表1 各种宽带三端口网络的射频移相网络性能比较

3 结 语

介绍了一种同相/反相输出可切换射频网络的设计，该网络主要基于微带-共面波导过渡和“蝶形”缺陷地结构相结合的超宽带180°相移技术。仿真和实验结果表明，该同相/反相输出可切换射频网络在 4.6～8.6 GHz频带内具有幅度偏差小(小于0.25 dB)，相位偏差小(同相输出-1°～8°，反相输出172°～182°)和端口隔离度高(大于22 dB)的性能，且结构简单、易于集成，适合应用于可重构天线或射频电路中。

[1] 毛贵海,牛传峰,杨国栋,等.K 波段圆极化相控阵天线的研究[J].中国电子科学研究院学报,2013,8(5):548-550.

[2] ELDEK A A.Wideband 180 Degree Phase Shifter Using Microstrip-CPW-microstrip Transition[J].Progress in Electromagnetics Research B,2008(2):177-187.

[3] DMITRY KHOLODNYAK,ELENA S,IRINA VENDIK,et al.Broadband Digital Phase Shifter Based on Switchable Right-and Left-Handed Transmission Line Sectionss[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letrers,2006,16(5)：258-260.

[4] SOON YOUNG EOM.Broadband 180 Bit Phase Shifter Using a λ/2 Coupled Line and Parallel λ/8 Stubs[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2004,14(5):228-230.

[5] 倪春,吴先良,安士全.微带 DGS 低通滤波器的设计[J].中国电子科学研究院学报,2010,5(2):217-220.

[6] MAREK E,BIAKOWSKI,YIFAN WANG.UWB Planar Out-of-Phase Wilkinson Power Divider Utilizing UWB±90° Phase Shifters in Microstrip-Slot Technology[C]//Proceedings of the Asia-Pacific Microwave Conference,2011:1138-1141.

[7] ZHENG S,CHAN W,MAN K.Size Reduced Marchand Balun with Integrated Microstrip to CPW Transition[C]//Microwave Conference Proceedings(APMC),2010:1236-1239.

[8] ZIETZ C,ARMBRECHT G,ROLFES I.A Compact Ultra-wideband Double Balun Feeding Network on a Single Layer PCB[C]//Antennas and Propagation(EuCAP),2010 Proceedings of the Fourth European Conference on,2010:1-5.

[9] YANG H,CHEKKA V,MA H.Slow-wave Transmission Line Transformers/Baluns[C]//Microwave Symposium Digest(MTT),2010 IEEE MTT-S International,MAY 2010:1-1.