一种宽带多路功率合成器设计

蓝永海

(中国电子科技集团公司第三十六研究所，浙江嘉兴314033)

0 引言

在固态发射系统中，单个半导体功率器件转换的射频功率有限，为了获取更大的射频功率，功率合成技术得到了广泛的应用，因此，功率分配合成器是固态发射系统的重要组成部分。功率分配器将前级功率放大器输出的功率分配成多路，分别驱动多个末级放大器，然后功率合成器再将各末级放大器的输出功率合成，得到所需要的输出功率。随着通信、雷达等设备应用环境的发展变化，系统要求发射设备体积更小、效率更高。因此对于大功率射频技术，迫切需要发展功率合成方式灵活、效率高的功率合成技术。现有功率合成方式大多是二合一功率合成器为基本组成单元的二进制合成方式，多路合成以二叉树结构实现，这种合成方式有两个缺点。第一，合成路数只能选择为2n，造成功率余量过大;第二，电路合成效率低，二叉树结构合成，合成路数越多，损耗越大，这也是发射机功率越大，效率越低的原因。在功率合成技术中，径向功率合成技术在多路合成上具有优势，特别是合成效率高、合成路数设计自由度高。径向功率合成器在设计、加工制造上都比传统的二进制合成方式复杂，因此径向功率合成技术使用不如二进制合成方式广泛［1－3］。本文将采用微带形式近似径向功率合成方式进行多路宽带功率合成电路设计探讨，分析了设计需要考虑的要点，并以5路功率合成器进行分析和设计，合成器在1 3GHz工作频段内插损小于0.5dB。本电路结构主要由单层印制板加工而成，避免了如径向功率合成器一样的复杂设计，相对实现简单，成本低，同时具有良好的电性能，合成路数灵活、效率高。

1 设计思路

图1 合成器示意图

合成器设计示意图如图1所示，合成器由同轴传输线和微带传输线两部分组成，通过微带线分为5路输出。整个电路为星形结构，微带线沿圆周均匀分布，这样可以保证各路分配端口的相位一致性。为了实现功率合成器宽带特性，电路必须进行宽带阻抗变换，由于渐变同轴传线不易加工和装配，因此同轴部分不做阻抗变换，微带传输部分采用多节渐变结构完成阻抗宽带匹配。每路微带线阻抗在1 3GHz频率范围内需要从250Ω变换到50Ω。

2 阻抗变换

阻抗变换的目的是使传输线之间或者负载之间级联时所产生的反射尽可能小。为了增宽阻抗变换的工作频带，常常采用多级阻抗变换电路结构，多节阻抗变换和渐变线阻抗变换是宽带阻抗变换的两种主要方式。多节阻抗变换适当选取各节传输线的特性阻抗，可以得到变换器的反射系数的幅值为零，从而将频带展宽。渐变线是一种不均匀传输线，其特性阻抗沿传输线的长度做平滑连续的变化，使特性阻抗从一个值变化到另一个值，从而使两条不同特性阻抗的传输线达到匹配。本设计中考虑到版图布局和制作的方便，采用多节阻抗变换方式。

N节电长度为θ的传输线连接如图2所示，每一节传输线的特性阻抗为Z1，Z2，…，ZN，长度为中心频率的1/4波长，负载阻抗为Z0。这里只考虑到各连接间的第一次反射，输入阻抗Zin连接到线上的第一个连接处的总反射系数为:

图2 多节阻抗变换器

变换器在频带内的反射系数按照切比雪夫多项式变化，即反射系数在零和最大值之间以等波纹的振荡变动，这类变换器称为切比雪夫阻抗变换器。设计时需要用切比雪夫多项式进行逼近，计算逼近过程复杂，相关文献已有计算好的数值列成表格，供设计时查阅［4］。由给出的阻抗变换工作带宽，最大驻波比，负载阻抗比，求得切比雪夫变换器结构的值。

根据设计要求，需要从250Ω变换到50Ω，查表可知需要采用3节阻抗变换结构，计算得到微带线各节的设计值，如表1所示。表1中，W为微带线宽度，相对电介常数εr=2.6，板厚h=3mm，铜厚t=0.018mm，每节长度L=27mm。

表1 微带线每节参数

3 同轴微带过渡

同轴微带过渡图如图3所示。合成器的同轴传输部分的芯需要穿过介质和微带线的带条连接，如图3(a)所示，a为同轴线内导体直径，b为同轴线介质层外径，h为微带线板厚。其等效电路如图3(b)所示，这部分等效为感抗，其值为［5］:

式中，c为光速，f为频率。

图3 同轴微带过渡图

从式2可知，等效感抗的大小与频率相关，频率低时对电路的影响可以忽略。对于这里设计的5路合成器，频率在3GHz时等效感抗值已比较大，对电路有较明显的影响，设计合成器时必须考虑。

4 优化和实验结果

5路合成器的同轴芯直径为1.3mm，根据式2，在1 3GHz频率范围内，等效电感值为1.6 2.3nH。把计算的电感值代入电路原理图中进行电路仿真，仿真结果和场仿真比较具有很好的一致性。另外电路仿真具有速度快的优点，因此设计中先对等效电路进行优化，然后再把优化得到的参数代入场模型进行验证。把计算得到的等效电感值代入到ADS电路原理图中，对阻抗变换的每节参数进行调整，优化后再把参数代入HFSS进行场仿真，模型如图4所示，仿真优化结果如图5所示。

图4 场仿真模型

图5 仿真优化结果

经过优化的合成器带宽有所展宽，同时传输损耗带内波动增加到了0.4dB。由于等效电感的存在，已破坏了多节阻抗变换条件，进一步优化也不能得到带内等波纹波动的理想结果，这就需要在电路结构上进行改进，如增加容性补偿电路，这是需要进一步研究的地方。

5 实验结果

合成器的实物图如图6所示，输入输出端口均采用SMA印刷电路板上连接器。通过网络分析仪测量，设计的合成在8003200MHz频段内，单路的传输损耗如图7所示，在1 3GHz频率范围内小于－7.5dB，即插损小于0.5dB，满足设计要求。

图6 合成器实物图

图7 测试结果

6 结束语

本文探讨了一种宽频带多路功率合成器的实现方法，并且给出了这种合成器的设计过程，最后用仿真软件对实例进行了仿真优化和实物验证，测试结果达到了设计目标，证明了这种设计方法的可行性。该合成器具有径向功率合成效率高、合成路数灵活的优点，同时电路结构由单层印制板加工而成，实现简单、成本低，具有良好的应用价值。

［1］CHANG Kai，SUN Cheng.Millimeter-Wave Power-Combining Techniques［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1983，31(2):91 －107.

［2］DIRK I L，PIETER W，PETRIE M.Design of a ten-way conical transmission line power combiner［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2007，55(2):302 －309.

［3］王斌.一种新型Ka频段功率合成器的设计［J］.无线电工程，2009，39(10):32－35.

［4］Pozar D M.Microwave Engineering［M］.New York:john wiley＆sons，1998:282 －288.

［5］Abboud F，Damiano J P，Papiernik A.Simple model for the input impedance of coax-fed rectangular microstrip patch antenna for CAD［J］.Microwaves，Antennas and Propagation，IEE Proceedings H，1988，135(5):323 －326.