一种新型超高频感应加热混合全桥逆变器

李时峰 吕默影 陈辉明

（浙江大学电气工程学院 杭州 310027）

1 引言

感应加热可应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等过程，已成为冶金、国防及机械加工等部门等不可缺少的部分[1]。目前感应加热行业正朝着高频和大容量化发展。在1MHz 频率以下的应用已被固态高频感应加热覆盖，技术比较成熟[2-4]；在1MHz频率以上，已经有采用电压源串联型拓扑的小功率电源[5-7]，不过由于串联型拓扑对母线输入端杂散电感比较敏感，对工艺要求较高，同时死区时间非常短（几十纳秒级别），因此实际应用受到限制，而电流源型拓扑逆变输出端与谐振回路之间不可避免有寄生电感。由于高频电源对寄生参数特别敏感，杂散电感和寄生电容容易引起电压过冲和高频振荡，因此传统的电压源型或电流源型拓扑工作频率很难提高。追溯超高频感应加热电源拓扑，基本可以归结为class-D[8-10]和class-E[11-13]功率放大器。典型D 类放大器与串联型半桥拓扑类似，都属于直流电压源供电，其驱动必须预留死区时间，并且短路保护困难，不适合用在超高频领域；E 类放大器由于其良好的开关特性，适合用在超高频领域。由于它们一般由单管或双管构成，同时对负载要求较高，不适合负载变化较大场合，因此在感应加热场合应用有限。文献[14,15]提出了一种新颖的超高频感应加热拓扑，不过其等效谐振负载有多个储能元件，有多个谐振频率，过于复杂，不利于负载变化剧烈的场合，同时元件参数也很难匹配。

针对上述问题，本文提出一种新颖的混合全桥超高频感应加热电源，它同时具有class-E 电路的良好开关特性。该拓扑为一混合拓扑，即输入端为电流源，逆变输出端串接LCR 负载。它结合了电压源型拓扑和电流源型的优点，一方面能吸收输入端和输出端的寄生参数，同时又避免了互补桥臂之间预留死区时间或重叠时间的问题，因此适合大功率超高频感应加热场合。

2 混合全桥逆变器主电路结构及工作原理

混合全桥逆变拓扑主电路如图1 所示。输入端为平波大电感，它可以吸收母线寄生电感，输入端为一恒流源。S1～S4为 4 个带有反并联二极管的MOSFET 组成。C1～C4为等效并联谐振电容，它包括有MOSFET的输出电容Coss，VD1～VD4为四个反并联续流二极管。Ld为直流母线串联的大电感；L、R为等效负载，C为串联谐振电容，逆变输出端可以吸收杂散电感，IDC、iL、iVD1分别是直流母线电流、负载电流以及反并联二极管VD1的电流。从输入端看，它属于电流源型拓扑，而输出端又为LCR 串联负载，可以看成电压源型拓扑，因此主电路可以看成并联-串联混合式拓扑。为了简化分析，以下假定电路所用元器件皆为理想器件。

图1 混合全桥逆变拓扑Fig.1 Topology of hybrid full-bridge inverter

2.1 复合谐振回路阻抗特性分析

图2 为等效谐振回路，假定主电路中MOSFET参数一致，即它们的输出电容相同，开关管两端并联电容大小相同，因此C1=C2=C3=C4=Cb/2。

由图2 所示可知，负载谐振回路为复合谐振回路，等效导纳

图2 等效谐振回路Fig.2 Equivalent resonant circuit

谐振时，其等效虚部为零，即

假定Q2=(ωLR)2≫ 1，整理式（2）可得

负载回路有两个谐振频率

式中，f1为串联谐振频率；f2为等效并联复合谐振频率。

图3 等效负载幅频特性和相频特性曲线Fig.3 Magnitude-freguency and phase characteristics of equivalent load

等效负载幅频特性和相频特性曲线如图 3 所示。设工作频率为f。当f＞f2或f＜f1时，负载特性为容性，在开关管导通之时其漏源极两端电压并未下降到零，开关管以非零电压开通，损耗大，逆变器不能工作在此区间；当f1＜f＜f2时，负载特性为感性，开关管以ZVS、ZCS 方式导通，同时关断电压以近似正弦形式上升，开关损耗小，为所需工作状态；当f=f1或f=f2时，此时工作频率等于谐振频率，负载为阻性特性。

2.2 基本工作过程分析

假定电路工作在感性区间，即f1＜f＜f2。图4所示为逆变器的工作波形。ugS14为S1、S4的门极驱动信号；ugS23为S2、S3的门极驱动信号；uAB为逆变输出电压；uS1为MOS 管S1漏源极电压。将电路的一个开关周期分为8 个不同的工作阶段组成，图5 所示为各阶段等效电路。

图4 感性状态下各电压、电流波形Fig.4 The voltage and current waveforms in inductive state

图5 各阶段等效电路Fig.5 Equivalent circuits of operation modes

（1）阶段1（t0～t1）：在t0时刻之前，S2、S3导通，S1、S4关断，负载谐振电压受VD1、VD4钳位一直保持为零；负载电流小于零，一部分通过开关管S2、S3，另一部分流向续流二极管VD1、VD4；t0时刻，撤除S2、S3驱动脉冲，同时开通S1、S4；开关管S2、S3上面的电流自然换流至谐振电容C2、C3；C2、C3与负载回路形成并联谐振槽路，S2、S3漏源极电压以正弦形式上升，电压斜率低，因此关断损耗小；负载电压开始谐振上升，负载电流依旧小于零，而续流二极管VD1、VD4电流此时并未下降到零，继续续流。

（2）阶段2（t1～t2）：t1时刻，iVD1、iVD4过零，电流自然换向至S1、S4，并且开始谐振上升；因此S1、S4实现了ZVS、ZCS 开通；在此阶段期间，C2、C3与负载形成并联谐振槽路，负载电流谐振上升。

（3）阶段3（t2～t3）：t2时刻，负载电压谐振到最高值，此时C2、C3的电流为零，之后开始反向。

以上3 个阶段负载电流为

对上述两式进行拉氏变换可得

因此

阶段1 中VD1电流和阶段2、阶段3 中S1电流为

（4）阶段4（t3～t4）：t3时刻，负载电压谐振到零，之后受VD2、VD3钳位，负载电压一直保持为零；而负载电流一部分流向S1、S4，另一部分经VD2、VD3续流。

本阶段负载电流

（5）阶段5（t4～t5）：t4时刻，撤除S1、S4驱动脉冲，同时接通S2、S3；开关管S1、S4上面的电流自然换流至谐振电容C1、C4。C1、C4与负载并联形成谐振槽路，其端电压以正弦形式上升，电压斜率低，因此关断损耗小；负载电压开始谐振上升，负载电流依旧大于零，而续流二极管VD2、VD3电流此时并未下降到零，继续续流。

（6）阶段6（t5～t6）：t5时刻，iVD2、iVD3自然过零，电流自然换向至S2、S3，并且开始谐振上升；因此S2、S3实现了ZVS、ZCS 导通；在此阶段期间，C1、C4与负载形成并联谐振槽路，负载电流谐振上升。

（7）阶段7（t6～t7）：t6时刻，负载电压谐振到最高值，此时C1、C4上的电流为零，之后开始反向。阶段5～阶段7 各电流表达式类似式（8）。

（8）阶段8（t7～t8）：t7时刻，负载电压谐振到零，之后受VD1、VD4钳位，负载电压一直保持为零；而负载电流一部分流向S2、S3，另一部分经VD1、VD4续流。至此，一个开关周期结束，当t=t8时刻下一个开关周期开始。此阶段各电流表达式类似式（11）。

2.3 关键电压波形具体分析

当工作频率在恰当区域，即如前文所述f1＜f＜f2。负载电压和驱动波形如图6 所示。

按照图6 所示，负载电压为奇函数。设

式中，f为工作开关频率；f2为等效复合并联谐振频率。

谐振电压以正弦形式上升，假定负载电压峰值为uABm，因此负载电压可以表示如下：

图6 关键电压波形Fig.6 Key voltage waveforms

输入直流电压为

因此可得

负载电压由基波及各次谐波组成，用傅里叶分析法得到基波及各次谐波电压幅值

当D=1 时，工作频率等于谐振频率，负载电压没有中间一段为零的小平台，只有基波分量，此时效率最高，开关管电压应力最小；根据式（16），如果D过小，会导致负载峰值电压过高，并且此时谐波电压幅值也相应增加。

2.4 超高频感应加热混合全桥逆变器的特点

（1）电源输入端有平波大电感，逆变输出端为LCR 串联负载，可以避免输入引线寄生电感、输出引线寄生电感带来的不利影响，并且短路保护能力强。

（2）当工作在感性区域时，负载电压以ZVS、ZCS 导通，近似ZVS 关断，开关损耗小，适合超高频场合。

（3）由于输入端是电流源型，输出端是电压源型，因此互补驱动之间无需留死区时间或重叠时间。

（4）等效谐振回路只有三个储能元件，负载配置简单，适合负载变化较激烈的场合。

（5）开关管要承受较大的电流应力，同时对主电路布线要求较高，特别是并联谐振电容上面的引线电感对电路影响较大，这也是本电路的缺点所在。

3 仿真与实验结果

综上所述，当选取合理的负载参数时，开关管有良好的开关环境。

为验证前述理论分析的正确性，对电路进行了仿真研究并搭建了1MHz/1kW的实验样机。下表为仿真和实验时所用元件及其参数。图7 为Matlab 仿真波形，其中波形1 为开关管驱动波形；波形2 为对应开关管漏源极电压；波形3 为对应开关管电流波形；波形4、波形5 分别为负载电压、负载电流波形。在开关管驱动脉冲来临之前，开关管电流小于零，此时其反并二极管续流，因此可以实现开关管ZVS、ZCS 导通，关断时开关管漏源极电压以正弦形式上升，近似为ZVS 关断。

表 仿真和实验时各元件参数Tab. Parameter for simulation and experiment

图7 仿真波形Fig.7 The simulation results

图8 为所搭建硬件电路实验波形。图8a 和图8b 为两路互补桥臂驱动波形及其展开图；高电平为+15V，低电平为-5V，占空比接近 0.5，驱动之间几乎没有死区时间；同时也没有长时间弥勒效应，因此该拓扑适合用在超高频电源中。

图8c 为当工作频率f=1.20MHz＞f2时，负载电压uAB、负载电流iL波形。此时负载特性为容性，开关管导通之前漏源极电压并未谐振到零，导通损耗大，并且此时电路振荡比较严重，实际中应当避免工作在此区域。

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

图8d 为当工作频率f=f2=1.11MHz 时，负载电压uAB、负载电流iL波形。此时负载特性为阻性，MOS 管以ZVS、ZCS 导通，ZVS 关断，为理想工作情况，实际中很难在此工作。

图8e 为当工作频率f=1.0MHz＜f2时，负载电压uAB、负载电流iL波形。此时负载特性为感性，开关管以ZVS、ZCS 导通，近似ZVS 断开。图8f为对应开关管漏源极电压和其驱动之间的关系，可见此时在开关管栅极脉冲来临之前，其漏源极电压已经降为零，而关断时漏源极电压以正弦形式上升，关断损耗小，实际中电路应当工作在此区域。

4 结论

本文提出了一种适合超高频感应加热电源的混合全桥逆变器，它同时具有电流源型拓扑和电压源型拓扑的优点，可以吸收母线杂散电感和逆变输出寄生电感，但是又避免了死区时间或重叠时间问题，同时开关管输出电容为谐振电容的一部分。并且当工作在感性区域时，开关管可以实现ZVS、ZCS 导通，近似ZVS 关断，开关损耗小，适合超高频场合。本文详细介绍了负载特性以及电路工作过程，最后搭建1MHz/1kW 实验样机表明了相关原理的正确性。

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