一种新型双二极管5.8 GHz谐波抑制的整流电路

李奥博，耿军平，金荣洪，梁仙灵，贺 冲，刘明明

(上海交通大学电子工程系，上海 200240)

0 引言

自20世纪50年代美国提出了空间太阳能卫星计划(SPS:Solar Power Satallit)后［1］，无线输能技术得到了迅速发展。由于低频微波器件的成熟技术及2.45 GHz大气的低损耗特性，前期无线输能的相关研究频率主要集中在2.45 GHz。但随着频谱资源的日益紧张及无线系统的小型化发展需要，新一代以5.8 GHz为中心的ISM频段越来越受到人们的重视。

接收整流天线作为无线输能系统的一个重要组成部分，对系统整体的能量传输效率起到了关键性作用。谐波是影响整流效率的一个重要的因素，非线性的整流二极管产生的高次谐波会通过天线辐射出去从而降低整流效率，所以谐波抑制在整流天线的设计中尤为重要。常用谐波抑制的方法是在天线和整流电路之间设计输入滤波器来抑制2、3次谐波［2，3］，但是滤波器的引入不仅增加一定的插损，还增大电路尺寸，不利于系统的效率提高和结构小型化。Ji-Yong Park等人［4］通过设计谐波抑制的天线省去了输入的带通滤波器，但增加了天线设计的复杂度，降低了天线部分性能。Youn Dong-Gi等人［5］则采用了选择性表面(FSS)，但其占用的面积及复杂程度比滤波器更大。最近H.Takhedmit等人［6］提出了一种对称形式的整流电路，利用电路的对称性实现对偶次谐波的较好抑制，在2.45 GHz频段实现了60%的整流效率，但不能有效抑制奇次谐波。

基于此，设计了一种双二极管的整流电路，在采用对称电路结构抑制输入偶次谐波的基础上，设计了一个扇形枝节实现了电路的3次谐波抑制功能，从而使整流电路有4阶输入谐波抑制的能力，避免了天线与电路之间带通滤波器的引入或复杂谐波抑制天线的设计，而且该扇形枝节并不增加电路的外形尺寸。直通滤波器也采用这种紧凑的扇形带阻结构，相对线型枝节，这种扇形枝节可以实现更宽的带阻特性，从而使得电路在5.725 GHz～5.875 GHz整个ISM频段内的直通滤波效果都很好。此整流电路没有任何过孔结构，消除了过孔焊接带来的寄生效应对电路产生的影响。场路联合仿真的结果与实测结果吻合度很好，在输入功率为18 dBm，负载电阻为1 600 Ω时整流电路的效率最高达到77.9%，并在以5.8 GHz为中心的整个ISM频段内的整流效率均不低于74%。

1 原理分析与结构设计

1.1 电路结构及功能

对称整流电路的原理图如图1所示，它包括50 Ω匹配电路、输入谐波抑制结构、两个反向对称的肖特基二极管、直通滤波器和负载电阻。

图1 对称整流电路原理图

此电路的微带结构是完全对称的，所以射频能量从输入端口进入电路，等分为两路分别被两个正向串联及反向串联的整流二极管所整流，在负载电阻上得到直流输出能量。这种对称形式的整流电路对2次、4次等高阶偶次谐波有较好的抑制效果，但是对3次谐波的抑制效果相对较差，一定程度上影响整流效率，因此需要设计输入的3次谐波抑制结构。二极管的非线性性还会导致输出的直流能量携带主要由基频及2次倍频成分组成的交流能量，需要对其进行滤除。

1.2 直通滤波器的设计

图1中，直通滤波器在整流电路中的作用是滤除整流二极管输出能量的基频及高次倍频分量从而得到较纯的直流能量。传统的整流直通滤波器是在二极管输出端接λ/4微带线与射频电容并联实现的，采用这样的结构会给电路带来过孔从而引入寄生效应对效率产生影响，并且射频电容的成本也相对较高。用λ/4线型开路枝节或扇形枝节来做直通滤波可以有效的避免这些问题，下面对这两种结构进行分析比较。

因整流输出的直流能量里掺杂的射频成分的主要组成为基频和2次谐波能量，所以这里主要考虑对这两阶射频分量进行滤波。扇形枝节及线性枝节的仿真电路图如图2所示。S1是内阻为50Ω的1端口，为与整流电路的输出端保持一致，2端口S2的内阻与后面电路设计采用的负载电阻值RL相同为1 600 Ω。为抑制整流电路输出的基频及二次谐波，在电路图中，以基频5.8 GHz和2倍频11.6 GHz对应的S21幅值小于－50 dB为目标对扇形的半径及角度进行优化。达到优化目标时两个扇形的半径分别为 r1=5.13 mm，r2=3.49 mm，角度α=120°。以同样的目标对线型枝节的长度l1和l2进行优化，达到优化目标时l1=9.1 mm，l2=4.6 mm。二者对应的S21曲线对比如图3所示。

从图3中的结果可以看出，扇形枝节在基频和二次谐波段较线型枝节具有更宽的带阻特性，更有利于以5.8 GHz为中心频点的整个ISM频段内的直通滤波。所以整流电路的直通滤波器将采用图2(a)所示的扇形枝节结构。

图3 线型与扇形滤波器S21曲线比较

1.3 三次谐波抑制扇形枝节设计

在整流过程中由二极管的非线性产生的谐波会影响整流效率，为了提高整流效率需要对输入端的高次谐波进行抑制。理想情况下，谐波抑制的阶数越高整流效率也会越高;但是谐波抑制的阶数升高会导致输入滤波器的插损随之增大，从而导致效率下降。所以一般情况下，整流的谐波抑制做到3～4阶即可。本文采用的这种对称形式的整流电路自身对偶次谐波已有较好的抑制效果，接下来仅需实现电路的3次谐波抑制。

由前面的分析，扇形枝节具有较宽的带阻特性并且有较小的纵向尺寸，所以这里的3次谐波抑制结构采用类似的扇形枝节。3次谐波抑制扇形枝节设计在射频能量分流处，这样可以仅用单个扇形枝节实现两路二极管的三次谐波抑制。扇形枝节的仿真电路图如图4(a)所示，S1、S2、S3分别为内阻为50 Ω的端口，以目标为3次谐波17.4 GHz处的S21、S31的幅值低于－50 dB对该扇形的半径r3及角度α进行优化。达到优化目标时r3=1.4 mm、α=120°。未添加扇形枝节的仿真电路图，如图4(b)所示。此时二者的S21曲线对比如图5所示。

图4 输入3次谐波抑制仿真电路图

图5 Stub3的S21仿真曲线

仿真结果表明在添加了谐波抑制的扇形枝节结构后在3次谐波17.4 GHz处的S21低于－50 dB，表现出了很好的带阻特性。由电路的对称性，端口S1输入能量的1/2被端口S2接收，在基频5.8 GHz处的S21幅值为－3.042 dB，由此得到扇形枝节的引入所带来的插损约为0.04 dB。故此低插损、小尺寸的扇形枝节可以用在整流电路中实现输入3次谐波的抑制。

2 整流电路实例的设计

结合上面的原理分析，本节实例设计了工作频率为5.8 GHz谐波抑制的对称整流电路，电路结构如图6(a)所示，图6(b)为实物图，图中黑色部分是厚度为0.035 mm的金属部分，介质板的介电常数ε=2.55，tan δ=0.001 8。

图6 整流电路

二极管的选取对整流效率有很重要的影响。对整流电路来讲，整流二极管大多选用肖特基二极管，肖特基二极管的结电容、串联电阻及寄生参数越小越好。本次设计选用的肖特基二极管型号为MA4E1317［7］，Datasheet上给出的参数为串联电阻Rs=4 Ω，结电容 Cj0=0.02 pF，正向导通电压 Vbi=0.7 V，反向击穿电压为 Vbr=7 V，实测 Vbr=10 V。此二极管有较小的串联电阻和结电容及较高的反向击穿电压，可以实现比较高的整流效率。

由二极管的正向压降而引入的效率损耗［8］为

式中，V0为整流输出在负载RL两端的直流电压，在输入功率一定时，V0随着负载电阻RL的增大而增大。由式(1)可明显看出，损耗会随V增大而降低从而效率会提高。但是效率并不会随负载电阻RL增大而持续增大，因为一般情况下，二极管反向电压增大到Vbr/2.2时便不会再继续增加［8］，从而整流效率会随负载电阻的继续增加而下降。实验所用的信号源在5.8 GHz时最大可以输出22 dBm，为保证射频能量能准确稳定的输出，这里选取输入功率为18 dBm作为最高整流效率优化目标。根据此二极管的性能估测可以最高得到80%的整流效率，此时单个二极管的输出直流电压达到前面所述的最大值即Vbr/2.2=4.55，由电路的对称性负载RL得到的输出电压Vout为单个二极管输出电压的两倍即9.1 V。由式(2)可以得到在输入功率固定为18 dBm时，电路的输出电压及整流效率随负载电阻RL变化的仿真曲线如图7所示。可以发现，在负载电阻为1 600 Ω时的输出电压约为9 V，整流效率约为80%，与估算值相符。在负载电阻小于1 600 Ω时，整流效率会随负载电阻减小而降低，在RL=50 Ω时，整流效率不到40%。然而，在负载电阻超过1 600 Ω时，仿真得到的整流效率基本不变。但是，此仿真结果没有考虑二极管的截止，由前面分析可知，负载电路两端的最大电压为9.1 V，实际上随着负载电阻的继续增大，输出电压会保持9.1 V不变从而效率会降低。综上，在输入功率为18 dBm时，为得到最高的整流效率，负载电阻RL选为 1 600 Ω。

图7 电路输出电压及整流效率随负载大小变化的仿真曲线

将前面设计的直通滤波器及输入3次谐波抑制的扇形枝节代入到要设计的整流电路中，如图6(a)所示，两对Stub1和Stub2分别设计在两个二极管D1、D2的后面作为直通滤波，抑制3次谐波的Stub3折合在电路内部，没有增加电路的尺寸并且结构较为简单。由于二极管的引入，整流电路中的直通滤波器与输入3次谐波抑制结构的端口阻抗与前面单独仿真设计的端口阻抗设置不同，导致性能有一定的恶化。这里对Stub1、Stub2和Stub3的半径做局部优化以实现更好的滤波及谐波抑制效果，经过优化的最终尺寸以及其他主要参数见表1。最后，通过匹配电路将输入匹配到50 Ω。

表1 电路主要参数值

3 仿真与实测对比分析

首先仿真分析了电路添加Stub3前后谐波的抑制能力，电路输入端口处直流分量及4阶谐波能量关于基频能量大小归一化的仿真对比如图8(a)所示。可以发现此整流电路可以很好的实现偶次谐波的抑制，在添加了3次谐波抑制的扇形枝节Stub3后，3次谐波能量的抑制较基频输出能量在－50 dB以下，比未添加Stub3的情况提高了32 dB，此结果表明Stub3很好地改善了电路对3次谐波抑制的能力。

图8 输入谐波抑制及输出直通滤波

图8(b)给出了负载输出能量的基频至4次谐波分量较直流能量归一化仿真结果。仿真结果表明，以直流能量归一化，基频及各谐波成分在负载上的能量均在－35 dB以下，表现出了较好的直通滤波效果。

实测效率最高时的输入功率为18 dBm，在此输入功率下电路S11实测与仿真结果非常接近，在以5.8 GHz为中心的整个ISM频段内低于－15 dB，如图9所示。由于此电路无任何过孔结构并且二极管为倒装芯片，故由二极管及电路焊接所带来的寄生效应很小，ADS的场路联合仿真方法的使用，充分考虑了电路各微带结构之间的耦合影响，故实测与仿真结果十分吻合。

图9 输入功率18 dBm时实测与仿真S11对比

在负载RL为1 600 Ω、输入能量频点为5.8 GHz时，实测与仿真的输出直流电压随输入功率的变化曲线及与未添加3次谐波抑制扇形枝节的整流电路效率的仿真曲线进行对比，如图10所示。可以发现，在输入功率不超过18 dBm时，实测结果与仿真结果吻合度较好，并且在输入18 dBm时得到8.87 V的输出电压。实测整流效率达到最大值77.9%。

图10 输出电压及效率的仿真与实测对比

进一步的，整流电路的整流效率为

式中，Vout为直流输出电压;RL为负载电阻;Pin为输入功率。

仿真结果表明，此3次谐波抑制的扇形枝节对此整流电路在效率上有约2%左右的提高。

当输入功率超过18 dBm时，实测的输出电压随输入功率的变化曲线不再与仿真结果吻合而表现出上升变缓的趋势，这也导致了图中实测整流效率在输入功率超过18 dBm时开始下降。由前面的计算分析得到此二极管的反向电压超过9.1 V时整流效率将开始下降，此值与测试到的8.87 V接近，故在输入功率为18 dBm时整流效率达到最高，随着输入功率继续增大，效率开始下降。

输入功率为18 dBm 时，在5.725 GHz～5.875 GHz的整个ISM频段内的整流效率曲线，如图11所示。在以5.8 GHz为中心的整个ISM频段内的效率均超过74%。

图11 仿真与实测效率随输入频率变化曲线

4 结语

设计了一个5.8 GHz新型的双二极管的四阶谐波抑制的整流电路。输入的3次谐波滤波及输出直通滤波所采用的扇形滤波结构有更宽的带阻特性从而有较好的谐波抑制及直通滤波效果，提高了电路的整流效率，此外电路结构也更加紧凑。此电路无任何过孔结构，减小了寄生效应的影响。联合仿真结果与实测结果吻合度很好，在5.8 GHz，输入功率为18 dBm时，整流效率最高达到77.9%，输出电压为8.87 V。此整流电路在输入功率为18 dBm时电路实测 S11幅值在 5.725 GHz～5.875 GHz内均小于－15 dB且整流效率均超过74%，非常适用于以5.8 GHz为中心频点的ISM频段。

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