基于驱动信号同步的串联IGBT动态均压方法

李杨，李博，罗洋（.重庆市电力公司江北供电局，重庆 4047;.英国纽卡斯尔大学;.重庆大学 电气工程学院，重庆 400044）

0 引言

绝缘栅双极晶体管IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）综合了GTR和MOSFET的优点，具有通流能力强、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好和驱动简单的优点，作为半导体电力开关具有明显的优势［1］。目前，IGBT的耐压等级达到几十千伏［2］，但因其价格昂贵，限制了单个IGBT在大功率高电压场合的广泛应用。文献［3］将耐压等级低的多个IGBT串联使用，不仅提高了功率变换器的电压等级，降低了成本，而且减小了开关损耗。

然而，在IGBT串联使用中存在的主要问题是驱动信号不同步引起串入的IGBT集射极电压不均衡问题，严重时会造成某个器件上出现过电压而损坏。为了保证IGBT在开关状态改变的瞬态和其进入稳定工作状态后合理的电压均衡，学者提出大量的静态和动态电压均衡措施。静态电压均衡可以通过每个器件两端并联一个均压电阻来实现［4］。而动态电压均衡是IGBT串联均压技术研究的难点。为此，国内外提出了很多动态均压电路:无源缓冲电路［4］、端电压钳位电路［5］、栅极电压控制［6］、栅极电流控制［7］和栅极驱动信号延时调整［8］。

文献［8］提出使用同步变压器将驱动同步的方法具有良好的均压效果，并且没有影响IGBT的快速性。但由于同步变压器的设计的局限性，很难使得驱动信号完全同步，出现了一定的电压不均衡现象，随着器件承受电压的增加，电压不均衡加剧，严重时同样会造成器件因过电压而损坏。因此，文本结合同步变压器均压电路和端电压钳位均压电路的优点，提出一种基于驱动信号同步的动态均压电路，并基于该方法进行了仿真研究。

1 串联IGBT的动态均压技术

1.1 基于驱动信号同步的均压电路工作原理

图1 基于驱动信号同步的串联IGBT均压电路

为了实现串联IGBT动态均压控制，引入图1所示的同步变压器，将驱动信号相互耦合在一个磁芯上实现驱动同步。图中T是同步变压器，两个绕组变比为1∶1，这个变压器连接在驱动单元GDU1、GDU2和 Q1、Q2之间，将两路驱动信号耦合［10］。

假设驱动信号GDU1要快于GDU2，用ΔT表示驱动信号之间的时间差。开通时，若无均压电路，Q1先于Q2开通，则在ΔT时间内，Q2仍然处于关断状态，电源电压VDC全部加在Q2上，出现电压不均衡现象。关断时，Q1先关断，电源电压VDC全部加在Q1上，出现电压不均衡现象。

引入同步变压器后，Q1导通时，同步变压器一次侧感应出电压VT1，由于磁耦合作用，则在另一次也产生相应的感应电压VT2，这就相当于GDU1同时向两个IGBT发送驱动信号，从而使两个IGBT开关动作一致。Q1关断时，同理可知。

然而，由于IGBT栅射极间电容的非线性，设计出完全耦合驱动信号的同步变压器十分困难，这样势必会影响均压效果。器件在关断前不受静态均压电阻的影响，因此关断瞬态的电压不均比开通瞬态的电压不均明显［7］。为了防止关断瞬间二次电压不均引起的过电压，引入图1所示的由快恢复二极管和齐纳二极管组成的端电压钳位电路。快恢复二极管保证了电流单向流动，齐纳二极管决定了钳位控制的启动阈值。当器件集射极电压超过齐纳二极管的阈值，反馈电流流过快恢复二极管和齐纳二极管，注入栅极，使得集射极电压被钳位于某一阈值。可以说，端电压钳位电路改善了同步变压器的均压效果，增加了串联IGBT的可靠性。

1.2 同步变压器的设计

为了达到良好的动态均压效果，同步变压器中激磁电感和漏感的选择十分重要。Q1导通而Q2关断的 ΔTon时间内，图1的等效电路如图2所示。

（1）激磁电感Lm的计算

ig+im和 ig分别向栅射极输入电容Cies1和 Cies2充电。假设Cies1和Cies2都与Cies相等，则 Q1、Q2驱动电压Vg1、Vg2之间的电压差ΔVg，即是im在ΔTon时间内造成栅射极输入电容Cies1和Cies2之间的电压差:

图2 等效电路图

其中，ΔQm是在ΔTon时间内向Cies1充电的电荷量，imp是im的最大值，VT1是同步变压器一次侧的感应电压。

在时间 ΔTon内，VT≈V，V为驱动电源电压。假定 |ΔVg|≤V/100，得同步变压器激磁电感Lm的设计指标为:

（2）漏感Ls的计算

在 ΔTon时间之后，Q2驱动信号由 VR翻转为VF，这时 Q1、Q2都导通，栅射极间输入电容Cies1、Cies2上的电压分别由其驱动电路的电流 ig1、ig2决定，驱动电路对称，ig1=ig2，VT1=VT2=0。漏感 Ls1、Ls2为驱动线路的寄生电感，由于等效电路呈容性，会引起电路振荡，为防止IGBT栅射极出现过电压而击穿，要求驱动电路的品质因数满足:

由于 Ls1=Ls2=Ls，则:

得

同步变压器绕组漏感Ls的设计指标:

2 仿真验证

为验证上述均压电路的有效性，利用Saber仿真软件建立IGBT串联动态均压的仿真电路。本仿真中采用2个IGBT的型号为IRG4BC30K，其最大集射极间电压Vces为600 V，输入电容Cies为920 pF。栅极驱动电阻 Rg为 50 Ω;均压电阻 R1、R2为 240 kΩ;两路驱动信号频率 fs为10 kHz;占空比D为0.4;输出电流Iout为10 A。假设驱动信号 GDU1、GDU2相差200 ns;由式（7）、（10）选择同步变压器激磁电感 Lm为 2 200 μH，漏感 Ls1、Ls2为1 μH。

下面具体仿真分析以下4种情况下，Q1、Q2开通与关断的动态均压情况。

（1）电源电压600 V，无动态均压电路情况

图3为GDU1比GDU2延迟200 ns开通时，Q1、Q2的驱动电流和开通瞬间的波形。由图3可知，Q1先于Q2开通200 ns，先开通的Q1集射极电压Vce1迅速由额定电压下降为饱和压降，此时Q2还处于关断状态，Q2集射极电压Vce2迅速由额定电压上升为电源电压，极易造成Q2因过电压而损坏。

图4为GDU1比GDU2延迟200 ns关断时，Q1、Q2的驱动电流和关断瞬间的波形。由图4可知，Q1先于Q2关断200 ns，先关断的Q1集射极电压Vce1迅速由饱和压降上升为电源电压，极易造成Q1因过电压而损坏。

（2）电源电压600 V，仅带同步变压器的动态均压电路情况

图5为GDU2比GDU1延迟200 ns开通时，Q1、Q2的驱动电流和开通瞬间的波形。加入同步变压器后，虽然GDU2比GDU1延迟200 ns开通，但由图5可知，同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起，使ig1、ig2保持同步，从而保证Q1、Q2在开通瞬间电压均衡，使器件处于安全工作区。

图5 仅带同步变压器时Q1、Q2的开通驱动电流和集射极电压

图6为GDU2比GDU1延迟200 ns关断时，Q1、Q2的驱动电流和关断瞬间的波形。加入同步变压器后，虽然GDU2比GDU1延迟200 ns关断，但由图6可知，同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起，使ig1、ig2保持同步。由于IGBT栅射极间电容的非线性，同步变压器保持驱动信号的完全同步却很困难。特别是在关断瞬间，Q1、Q2在关断瞬间出现轻微的电压不均衡，其集射极电压Vce1为330 V，最大集射极尖峰电压为静态均压值的10%，此时器件仍处于安全工作区。

图6 仅带同步变压器时Q1、Q2的关断驱动电流和集射极电压

（3）电源电压800V，仅带同步变压器的动态均压电路情况

图7为GDU2比GDU1延迟200 ns开通和关断时，Q1、Q2的驱动电流和开关瞬间的波形。由图7可知，同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起，使ig1、ig2保持同步，达到一定的均压效果。但随着器件所承受电压的增大，在电源电压为800 V情况下，轻微的驱动信号不完全同步却使Q1在关断瞬间，其集射极电压Vce1高达600 V，最大集射极尖峰电压为静态均压值的50%，此时则很难保证器件处于安全工作区。

（4）电源电压800 V，钳位电压440 V，带同步变压器和端电压钳位动态均压电路情况

图8为GDU2比GDU1延迟200 ns开通和关断时，Q1、Q2的驱动电流和开关瞬间的波形。由图8可知，同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起，使ig1、ig2保持同步。在关断瞬间，驱动电流ig1突然升高并降低，这是由于此时Q1集射极电压超过齐纳二极管的阈值，反馈电流流过快恢复二极管和齐纳二极管，注入栅极，使得集射极电压被钳位于440 V，最大集射极尖峰电压为静态均压值的10%，使得Q1、Q2处于安全工作区。

3 结束语

本文在研究和分析国内外IGBT串联动态均压技术的基础上，采用将驱动信号同步技术和端电压钳位技术结合的均压电路，通过仿真验证了基于驱动信号同步的均压电路在IGBT串联电路中能有效地使IGBT电压均衡。同步变压器将驱动信号同步，其响应速度快，端电压钳位电路能够使开关瞬态的过电压≤10%，防止了过电压的发生，有效降低了串联IGBT的电压不均衡。故该方法能够很好地使串入电路的IGBT均压。

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