基于V/v牵引变压器的高速铁路电能质量调节器

乔光尧，丁宁，周胜军，于坤山

（中国电力科学研究院，北京 100192）

0 引言

我国高速铁路发展迅速，给供电系统带来电能质量问题。电气化铁路牵引负荷是一种特殊的流动性负荷，具有单向性、非线性、随机波动性等特点［1］。相比普通电气化铁路，高速铁路所需牵引功率更大、持续受电时间更长，供电能力和供电可靠性要求提高，接入系统电压等级更高（由110 kV提高到220/330 kV）等特点，这将会带来谐波、三相电压不平衡和电压波动等较严重的电能质量问题。这些问题将会给电网、其他用户及铁路自身的供电安全和可靠性带来影响［2－4］。

对于高速铁路的电能质量综合治理，文献［5－9］介绍了SVC应用于电气化铁路无功补偿及电能质量负序问题治理的原理和工程实例。SVC通常采用TCR加FC安装于牵引侧的方式。这种方式能够快速跟随牵引负荷频繁的变化，补偿一定的谐波。但TCR本身也产生谐波，不但影响了电网和负载，也影响其补偿性能，导致系统滤波要求增大。文献［10－13］对安装在牵引侧的STATCOM进行了理论分析和仿真验证，没有对装置的实现方式进行深入研究。

针对高速铁路负荷的特点，本文提出了一种安装在牵引侧，能够同时对谐波、负序和无功进行补偿的实用性强的高铁电能质量调节器的拓扑结构及其控制策略，并基于EMTDC/PSCAD对其进行了仿真研究。仿真结果验证了所提出的拓扑结构和控制策略的正确性和有效性。

1 基于V/v变压器的谐波负序补偿原理

我国高速铁路大多数采用基于AT供电和V/v接线牵引变压器的牵引变电站结构，如图1所示。主要由牵引变压器1B、2B，牵引网T，钢轨R，正馈线F，自耦变压器AT构成，牵引变压器二次侧带中点抽头接地，可以省略所内AT，副边电压为2×27.5 kV，分别接两组55 kV牵引母线上（T1、F1;T2、F2），接触网T与钢轨R间电压为27.5 kV，正馈线 F与钢轨R间电压为 －27.5 kV。

电能质量调节器在牵引站中接入系统方式如图1中所示。调节器由两个单相电压源变流器（VSC1、VSC2）构成，直流侧相连，构成背靠背结构，其交流侧分别通过隔离变压器接入两个牵引母线与钢轨之间，通过中间直流单元，实现两供电臂之间有功功率的流通。

对于高速铁路而言，由于机车采用PWM整流，网侧功率因数高，假设负载电流为纯有功电流，根据图1中的接线方式，左侧牵引母线电压为ac相，右侧牵引母线电压为bc相，牵引变压器原副边基波电流相量关系如图2所示。由图2可以看出，原边A相电流滞后于电压30度，B相电流超前于电压30 度，由V/v变压器接线方式得=－+），三相电流不对称。

图1 基于AT供电和V/v变压器的牵引变电所补偿结构

要完全补偿无功和负序时需使三相电流大小相等，且与电压同相位。调节器首先需要转移副边两供电臂的不平衡有功电流，使得两臂有功相等，转移的有功电流有效值为:

其中，ILap、ILbp供电臂上的分别为供电臂a、b的负载基波有功电流。

要使原边三相电流对称，还须在a、b供电臂分别补偿无功电流 ICaq、ICbq分别为:

通过补偿，使得牵引变压器原边三相电流相等，且相位与电压同相，补偿后的电流相量如图2所示。

图2 变压器原副边电压电流相量图

一般情况下，牵引负荷功率因数都达不到1，当需要进行无功补偿时，调节器补偿牵引负荷无功电流补偿无功电流ILaq、ILbq。首先通过功率因数控制，使得牵引变压器副边两供电臂的功率因数达到1。

综上所述，调节器的综合补偿电流分别为:

调节器产生的补偿电流满足上式时，负序谐波无功就得到完全补偿。上述分析中所得到的负载有功、无功和谐波电流通过单相负载电流检测算法得到［14］。

2 高铁电能质量调节器的拓扑结构

本文中高铁电能质量调节器采用一种新的拓扑结构，如图3所示。它由若干个背靠背H桥单元通过级联形成单相背靠背变换器。左侧变流单元通过一个单相多绕组的隔离变压器T1连接到牵引母线上，右侧变流器单元级联后通过普通单相变压器T2接入牵引母线。背靠背H桥单元级联的数量由所补偿的容量、所选器件电压电流规格等因素有关。每一个变流单元可以输出PWM波，通过输出波形的叠加合成，形成更多电平台阶的阶梯波，以逼近正弦输出电压。同一个桥臂的上下开关状态互补，每个H桥的输出电平由开关管的状态决定，每个H桥共用3个输出电平，n个H桥级联可以在移相PWM控制下能产生2n+1个电平。

图3 调节器主电路结构

这种拓扑结构中，只有一个交流侧采用单相多绕组变压器T1接入供电臂母线，另外一侧可以采用普通单相变压器T2接入系统，实现调节器输出电压和牵引供电系统电压之间的匹配。多绕组变压器侧每个绕组接一个H桥，给直流电容供电，逆变侧的H桥实现级联，当有n个H桥级联时，采用单级倍频调制方式，逆变侧输出电压的等效开关频率为单个功率器件开关频率的2n倍，大大减小输出电压的谐波，同时为补偿机车的谐波电流提供了基础。

相对于文献［10，11］所提出的结构，这种结构用一台普通单相变压器代替多绕组变压器，可以减小整个系统的占地和造价，整流侧能够独立的控制每个功率单元的直流电压。逆变侧级联后采用变压器接入，实现逆变器输出电压与供电臂母线电压的匹配，减少了级联的数量，同时减少了变压器T1二次侧的绕组数量，降低制造难度。这种结构容易实现高压大容量，系统可靠性高，实现较简单。

3 调节器控制策略

调节器的控制目标是通过转移两供电臂的不平衡有功电流，同时补偿相应的无功功率，以达到抑制三相侧系统负序电流的目的。根据背靠背结构的特点，为了实现有功功率在两供电臂之间流动，必须首先保证直流侧电压的稳定，本文让左侧变流器工作在定直流电压控制的整流模式，另外一侧工作在定有功输出控制的逆变模式。只要直流电压恒定，那么就保证了两侧变流器输入的有功与输出的有功相等，从而实现有功功率从一侧供电臂向另一侧供电臂的转移。根据主电路结构，控制策略分为以下两个部分。

3.1 整流侧直流电压控制策略

单个H桥的电路结构如图4所示，其中，Lr1是等效连接电感，R是内部损耗与连接电感内阻的等效电阻，Cdc1为直流侧电容，Ua1和Uc分别为电源电压和H桥桥臂输出电压，通过控制4个开关（Sa11、Sa12、Sa13、Sa14）来控制直流侧电压。为了实现直流侧电压的稳定、谐波含量小以及较快的动态控制响应，采用PWM整流控制［14］方式来稳定直流电压。采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，在这样的控制系统中，内环电流的控制是关键，电流控制的性能决定了整个系统的性能，因为外环电压的控制是通过内环电流的控制而间接实现的，因而要求电流控制器有较快的瞬态响应和满意的稳态特性。

图6 逆变侧变流器交流电流控制

根据图4，电路的微分方程为:

图4 单个H桥电路结构

根据式（5），可得整流侧双闭环控制框图如图5所示，直流电压参考值与检测值的误差，通过PI1调节器，然后与a供电臂电压uac锁相得到的正弦信号sinωt相乘，作为控制直流电压和有功控制的参考信号，为了减小供电臂电压波动对逆变器输出的影响，采用了供电臂电压前馈控制，及在PI输出信号加上供电臂电压信号Uas，作为调制波，当供电臂电压波动时，直接反映到调制波的输出，提高抗干扰能力。

图5 整流侧控制框图

图中Irq为该侧的无功参考电流信号，其表达式为:

由于左侧每个H桥分别由变压器的二次绕组供电，且结构相同，将图5中的采样直流电压和反馈的电流替换成第n个H桥的直流电压和交流侧电流，即可得到第n个H桥在整流侧的控制方法。

3.2 逆变侧有功功率输出控制策略

逆变侧变流器需要输出两臂负荷不平衡的基波有功电流，同时还能补偿基波无功、谐波电流。在逆变侧变流器控制中，跟踪指令电流的控制方法是决定调节器补偿质量的关键。本文对交流侧电流的控制采用了PI控制方式［15，16］，由式（4）获得的b相参考电流与b侧变流器输出的电流的误差信号，通过PI控制器，再与b供电臂的电压前馈信号Ubc相加作为调制信号，采用载波移相PWM控制，得到每个H桥的开关信号，驱动级联逆变电路，整个控制框图如图6所示。

本文采用输出电压畸变率相对较低的载波移相SPWM（CPSSPWM）单极性调制方法。CPS-SPWM通过将载波均匀平移一定的相位来对多电平变换器进行调制。该方法能在较低的器件开关频率下获得较高等效开关频率，在提高调节器容量的同时，有效地减小输出谐波。每个H桥不同桥臂的调制波互相反相，n个H桥的三角载波依次移相180/n度，如果载波比为fc，通过这样的方式等效开关频率提高为2nfc，大大提高了等效开关频率。

4 仿真研究

针对京沪高铁某实际高速铁路牵引站，采用PSCAD/EMTDC对文中提出的高速铁路电能质量综合调节器拓扑结构及其控制方法进行仿真。牵引站采用V/v牵引变压器和AT供电方式，仿真参数为:牵引变压器T1、T2参数相同，容量为50 MVA，变比为220 kV/55 kV，二次侧带中点抽头，短路阻抗为10.5%。

调节器H桥级联数量为9，开关频率为1 kHz，直流侧电压设定为1.6 kV，直流侧电容2 mF。单相多绕组变压器参数为:原边电压27.5 kV，副边9个绕组电压均为0.85 kV，短路阻抗为15%，连接电感为0.5 mH;右侧变压器参数为:原边电压27.5 kV，副边电压为8.6 kV，短路阻抗为15%，连接电感为0.1 mH。负载采用 CRH3等效模型［17］，每台8辆编组的机车额定功率为8 800 kW。

图7（a）为b供电臂有一台16辆编组的CRH3机车运行、a供电臂空载时变压器原边电流仿真波形，机车功率为18.2 MVA，功率因数为0.98。电流不平衡度为100.5%，正序电流为48 A，负序电流为48.25 A，由于机车变流器直流侧电压的波动，在网侧产生了低次谐波电流，在原边3、5次谐波电流最大值分别为1.88 A和1.12 A。图7（b）为补偿后原边电流三相电流波形，补偿后三相电流接近对称，电流不平衡度为6.4%，正负序电流分别为48.5 A、3.1 A，功率因数为 0.99。在原边 3、5 次谐波电流分别为0.45 A 和 0.52 A。

图7 补偿后牵引变压器原边三相电流波形

图8（a）和（b）分别是单相多绕组变压器的原副边电流波形，由于采用了移相20°的角度，使得二次侧不同绕组中H桥产生的谐波相互抵消，使得变压器原边电流谐波含量减小。

图8 多绕组变压器原副边电流波形

图9是右侧级联逆变器输出阶梯波电压，采用的移相PWM控制，9个H桥级联时输出电压共有19个电平，提高了等效开关频率，输出电压谐波含量大大减小。

图9 右侧逆变器级联输出电压

从上述仿真结果可以看出，电能质量调节器能够准确、综合补偿了谐波和负序。

5 结束语

本文提出采用单相背靠背H桥级联然后通过单相多绕组变压器接入牵引网的主电路拓扑结构是可行的，所提出的定直流电压和定有功输出的控制策略，能够很好的稳定直流电压和转移两臂的不平衡功率，调节器能很好的补偿高速铁路的负序和谐波电流。

仿真结果验证了本文所提出的拓扑结构和控制方法的正确性和有效性。

［1］刘诚哲，姜齐荣，魏应东.电气化铁路电能质量问题及其综合治理［J］.电器工业，2010（4）:60 －63.

［2］李群湛.牵引变电所供电分析及综合补偿技术［M］.北京:中国铁道出版社，2006:1－50.

［3］欧阳帆，周有庆，高乐，等.基于平衡变压器的三相－单相对称供电条件研究及参数匹配［J］.中国电机工程学报，2008，28（3）:158－162.

［4］ Luo An，Shuai Zhikang，Zhu Wenji，et al.Combined system for harmonic suppression and reactive power compensation［J］.IEEE Transactions on Industrial Elecctronics，2009，56（2）:418 －428.

［5］姚金雄，张涛，林榕，罗迪.牵引供电系统负序电流和谐波对电力系统的影响极其补偿措施［J］.电网技术，2008，32（9）:62 －64.

［6］田旭东，宋志刚，刘双全.高速铁路供电负序问题的分析与治理对策［J］.铁道技术监督，2008，36（5）:36 －39.

［7］王宁之.电气化铁路动态无功补偿（SVC）方案探讨及可控电抗器的应用［J］.电力电容器与无功补偿，2009，30（4）:5 －7.

［8］赵丽萍，王双，王岩鹏.220kV变电站SVC系统的研究与应用［J］.电源技术应用，2010，13（5）:17 －21.

［9］谢玉成.基于TCR+FC型电铁电能质量治理装置研究及应用［J］.电测与仪表，2010，47（530）:45 －51.

［10］ KONISHIL T，ISHIKURA N，HIRAKI E.A novel simple control method of an active power quality compensator used in electrified railways with constant DC voltage control［C］//Proceedings-34th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society.Orlando，FL:IECON，2008:502－507.

［11］皮俊波，姜齐荣，魏应东.一种基于链式结构UPQC的电气化铁路同相供电方案研究［J］.电气设备，2008，9（10）:4－9.

［12］吴传平，罗安，徐先勇.采用V/v变压器的高速铁路牵引供电系统负序和谐波综合补偿方法［J］.中国电机工程学报，2010，30（16）:111－117.

［13］ Morimoto，H.;Ando，M.;Mochinaga，Y.;Kato，T.;Yoshizawa，J.;Gomi，T.;Miyashita，T.;Funahashi，S.;Nishitoba，M.;Oozeki，S.Development of Railway Static Power Conditioner Used at Substation for Shinkansen［J］.Proceedings of the Power Conversion Conference ，2002.PCC Osaka 2002（3）:1108－1111.

［14］ 张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制［M］.北京:机械工业出版社，2003.

［15］张昌盛，段善旭，康勇.基于电流内环的一种逆变器控制策略研究［J］.电力电子技术，2005，39（3）:14 －16.

［16］ Marian P.Kazmierkowski，Luigi Malesani.Current control techniques for three-phase voltage-source PWM converters:a survey［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，1998，45（5）:691 －703.

［17］姜东杰.CRH3型动车组牵引传动系统［J］.铁道机车车辆，2008，28（B12）:95－99.