一种用于3G通信的同轴腔射频滤波器综合设计

俞兴明,朱其凯

(1.苏州市职业大学 电子信息工程系,江苏 苏州 215104;2.苏州大学 电子信息学院,江苏 苏州 215006;3.苏州易特诺科技股份有限公司,江苏 苏州 215021)

1 引 言

随着无线通信技术的迅猛发展,无线频谱日益拥挤,通信系统对低成本、小体积、低插损、大功率的射频窄带滤波器件的需求日益增大。同轴腔带通射频滤波器具有Q值高、带内插损小、带外抑制高、易于实现的特点,特别适用于通带窄的分米波、厘米波段无线发射场合。

同轴腔带通滤波器常采用 λg/4的缩短同轴谐振腔结构,其综合设计方法是:根据功率容量和品质因数要求设计出腔体尺寸;按照目标频响要求查表,得到等效低通滤波器的归一化元件值,据此推算腔体之间及输入输出之间的耦合系数;按照在通带内调谐时带载品质因数及耦合系数保持不变的要求,计算出耦合孔和耦合环的位置和耦合环的尺寸,设计该种滤波器的难点是如何根据腔间耦合系数得到耦合孔的大小及位置。耦合孔的大小与耦合系数之间的关系比较复杂,单纯用数学分析的方法来解决比较困难,目前还没有准确的数学分析和计算能够解决,因此,应用微波三维电磁仿真软件HFSS进行仿真得到谐振腔间耦合孔大小与耦合系数的关系曲线,从而得到了耦合孔的参考尺寸,最后制成样品后还要根据实测结果进行修正。

2 同轴腔滤波器的基本构成

同轴腔带通滤波器基本结构由谐振腔、腔间耦合孔、输入输出激励耦合等组成。各谐振腔均工作在相同谐振频率附近,通过腔间微波信号的逐级耦合,形成带通滤波器。有时为了增强边带抑制性能,还可以采用隔腔交叉耦合措施。图1所示为本次设计的机械调谐同轴腔带通滤波器的结构图。外导体是铝质壳体,壳体上挖有数个圆形腔体,腔体内放置有谐振杆作为内导体,内导体与腔体同轴。谐振杆与壳体的接触端构成短路端,由于小于四分之一波导波长,谐振杆等效为电感,而谐振杆顶端与腔底板形成电容,故构成等效振荡电路。腔体之间挖有圆形的小耦合孔,首尾两个谐振腔分别用耦合环与输入输出同轴电缆相耦合,耦合环平面与腔体轴向平行,以获得最大磁耦合。为了减小能量损耗,腔体壁和谐振杆表面都是镀2～3 μ m的银。如果插损要求不是很高,为了节约成本,也可以直接镀6～8 μ m铜。

图1 七同轴腔滤波器结构图Fig.1 Configuration of seven coaxial cavities filter

3 同轴腔滤波器的尺寸设计

我们要设计的滤波器的指标如下:通带频率为2 150～2 170MHz,通带中心频率为f0=2 160 MHz,带宽为Δf3dB=20MHz,插入损耗为 IL≤3.0 dB,带内波动 LAr为1.0 dB,阻带抑制 LAs为2 148 MHz和2 172 MHz处均至少25 dB。同轴腔滤波器的设计主要包括腔体设计、腔间耦合孔大小和位置设计及输入输出耦合设计三部分。

3.1 腔体设计

为了谐振,本文采用同轴腔滤波器的腔长为λg/4的缩短同轴谐振腔。本设计样品用于2 160 MHz频段,故谐振腔长度 l为35 mm。依据谐振腔结构尺寸参数选取应考虑满足功率容量、避免高次模、Q0值最高等3个原则[1],腔体内直径与谐振杆直径之比D/d一般选择在2.0～3.6之间,在此选3。取谐振杆直径d=8 mm,腔体内壁直径D=24 mm,此时同轴腔特性阻抗

由于腔内同轴谐振杆一端短路另一端开路,开路那端由于端面电容和边缘电容的存在,增大了谐振电容,因此内部谐振杆的长度可以适当缩短,以减小等效电感。谐振杆长度、调谐螺钉最大调谐距离的设计要考虑能调谐范围和品质因数Q0值降低等因素,一般选择谐振杆长度要大于腔长的70%。开路端的等效长度为[2]

式中,Cfs为端面和边缘电容,t为谐振杆开路端的缩短量,t=1/(1-d/D)。经计算得本设计中 Δl=6.7 mm,故谐振杆的长度约为 λg/4-Δl≈28 mm,占腔长的81%。

3.2 腔间耦合孔设计

相对带宽为

在fa=2148MHz处的等效低通原型的归一化频率为

查低通切比雪夫滤波器的设计表,得低通原型的阶数n=7,即要7个谐振腔。归一化元件数值为g1=2.166 4,g2=1.111 6,g3=3.093 4,g4=1.173 6,g5=3.093 4,g6=1.111 6,g7=2.166 4。

腔间耦合系数可由公式(4)来计算:

由此计算得

当两个相邻的谐振腔耦合在一起并且对源和负载具有非常小的耦合时,kij与相邻腔谐振频率fi、fj存在如下关系[3]:

腔体滤波器谐振腔之间的耦合窗口问题比较复杂,用数学分析的方法来解决比较困难,目前还没有准确的数学分析和计算。因此,对两个相邻谐振腔进行在HFSS中进行仿真[4],仿真模型如图2所示。

图2 双腔耦合HFSS仿真模型Fig.2 HFSS simulation mode of daul coupling cavities

仿真时,Solution Type选择 Eigenmode,负载空载,仿真的原理是,HFSS在软件内通过用户设置好的计算公式(5),软件自动计算出耦合孔半径下所形成的一带通低端频率fi和高端频率fj,再由软件内设置好的式(5)计算腔间的耦合系数,从而自动绘制出对应的腔间耦合系数与耦合孔直径之间的关系曲线,如图3所示。虽然这个仿真得到的曲线非常不平滑(那是由于仿真步长的设置不是非常精细引起的,本次仿真的半径步长为0.1 mm),但可以看到耦合系数与耦合孔半径的变化趋势,可以采用曲线拟合的办法进行处理。

图3 耦合孔直径与耦合系数的关系仿真曲线Fig.3 Simulated curve of coupling aperture radius and coupling coefficient

由此曲线可查得腔间耦合小孔的直径近似分别为

可见耦合孔的直径分布为两头最外面的耦合孔最大,靠里面的耦合孔稍小的分布。

耦合孔位置关系到整个滤波器的带宽和带载品质因数。理想的带通滤波器在调谐时应保持频响的形状和带宽不变,两终端谐振器的外界Q值必须与调谐频率f0成正比,而谐振器间的耦合系数必须与调谐频率 f0成反比[5],如式(6)～(8)所示:

式中,f0为调谐频率,(f0)m为平均调谐频率(即调谐范围内的中心频率),Wm=Δf/(f0)m表示平均相对带宽。由上述条件,Cohn研究得出[6],耦合环距谐振器短路端的电长度 θA=0.967 5 rad,谐振腔间电感耦合小孔到短路端的距离(电长度)θ=0.853 4 rad,这时耦合带宽最宽,随频率变化缓慢。由此计算出耦合环距短路面的距离 l1≈21 mm,中间耦合孔距短路面距离 l2≈19 mm。

3.3 两端耦合环的设计

设两端的耦合环面积A甚小,环中心与同轴腔轴线的距离为r,同轴腔内导体上距短路端θA电长度处的电流I在r处的磁场为H=I/2πr,该磁场在小环中产生的感生电压为 jAμ0ω H=jAμ0ω I/2πr,于是,在同轴腔内该环的互感电压电抗为

而输入端和输出端的耦合电抗分别如式(10)所示:

取信号源内阻RA和滤波器负载阻抗RB均为50 Ψ,同轴腔特性阻抗 Z0=66 Ψ,相对带宽 Wm=0.009 26,将这些数据代入式(10),求出 X01和 X78,再根据式(9),求出输入输出耦合环的半径 r=2.92 mm,耦合环平面与腔轴平行,这样能产生最强的磁耦合。

4 实测结果及调试

该滤波器是由7个单谐振腔连在一起的,由于机械尺寸加工精度、内表面的光洁度和装配精度等原因,理论计算设计和仿真与实际结果存在一定的差距,通过测量发现在带宽边沿的截止频率处与设计目标有几兆赫的误差。通过调节调谐螺钉的深度来微调谐振频率及耦合系数,可以达到滤波器的整体设计目标。通过调整,用网络分析仪实测的本七阶同轴腔谐振器的特性曲线如图4所示,可见它能很好地符合设计目标。

图4 实测的滤波器频率响应曲线Fig.3 Actual tested frequency response

顺便指出,在实际量产时,由于加工时耦合孔的尺寸有公差,可以设计把耦合孔放在开路端最上方,然后在耦合孔的上方加一颗耦合螺钉,使耦合度也可调。这种情况虽不是上述分析得出的最优情况,但更增加了调整的灵活性。同时,在设计时还需要考虑设计环境和使用环境的差异。如果环境温度差异较大,就会有频率漂移存在。万一不能确定使用环境或者各种使用环境都存在,可以通过增加保护频带(Guard band)来解决。在实际测试时仪器频宽设置不要过大,外部耦合不能过大或过小,以测出真实的频响特性和Q值。

5 结束语

本项目设计出了一种3G移动通信用的同轴腔滤波器,通过采用理论综合计算、仿真设计及实物测试后才完成定型。由于HFSS的运算量庞大,我们未能仿真出该七腔滤波器的频率特性,但经实际测试看到该滤波器的频率特性与设计要求总体相符,只是在带宽边沿的截止频率处有几兆赫的误差,通过调谐螺钉的微调即可达到要求,说明本设计方法是正确的,对类似的谐振腔体滤波器的设计具有一定的指导意义。

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