小型宽波束圆极化天线及馈电网络

丁轲佳 吕善伟 张 岩

（北京航空航天大学，北京100191）

引 言

伴随卫星通信快速发展，卫星定位与导航、卫星广播通信等技术在军民用领域获得广泛应用。为确保在各种相对姿态下均能良好接收卫星信号，通常要求地面接收天线具有优异的宽波束增益特性和宽波束圆极化特性［1］。

用于卫星通信的圆极化天线形式包括立体地结构微带天线［2］、介质天线［3］、背腔式缝隙天线［4］、折尾十字交叉振子天线、多臂螺旋天线等［5］。其中谐振式多臂螺旋天线因具备良好的宽波束圆极化特性、特别是在低仰角区域具有较高增益及较好轴比，在卫星通信领域引起重视并得到广泛应用［6］，针对此类天线的研究比较多，包括实现宽频带［7－9］及小型化设计［10－12］等。

本文提出一种新型宽波束圆极化天线结构，与多臂螺旋天线具有相似的辐射特性，由四个独立的平面印制辐射单元组成；采用容性加载和增加短路点的方式降低单元高度以实现小型化；以两个分支线定向耦合器和移相电路组合成馈电网络，实现功率分配和移相。理论分析、软件仿真及实测结果表明：该新型圆极化天线具有优异的宽波束圆极化特性，与典型结构的多臂螺旋天线相比，可显著降低天线高度、增加天线带宽、降低加工难度、提高加工精度，可以采用集成电路工艺实现并应用于更高频段；馈电网络结构紧凑，便于与天线集成设计与加工。

1.理论分析

1.1 天线结构

新型天线结构示意图如图1所示：天线结构由相互连接的四块介质板组成，相邻两块彼此垂直；介质板上采用印制电路板（PCB）工艺加工出覆铜区域（图中深灰色结构）作为辐射单元；辐射单元顶端采用矩形贴片作为分布式容性加载，辐射单元的馈电部分增加一个短路枝节以调谐匹配。四块介质板上的辐射结构依顺时针或逆时针顺次排列成旋转对称，通过调整各单元排列的旋向和馈电相位超前／滞后关系，可分别实现左旋或右旋圆极化电磁波的发射接收。

图2所示为考虑辐射单元间互耦影响情况下，辐射单元表面电流分布情况。由图可见，辐射单元表面电流同时存在垂直于地面和平行于地面分量，近似于多臂螺旋天线的辐射臂，故按旋转对称排列各辐射单元并分别进行等幅度、依次相移90°馈电时，一定条件下可根据环形偶极子模型，总辐射场可近似写成［9－10］：

可见，Eθ与Eφ幅度相等并且相位相差90°，表明其辐射场为理想的圆极化场；幅值方向图具有宽波束特性，在低仰角仍具有较高增益且空间相位分布均匀。

图3 辐射特性仿真结果及其随h／l变化曲线簇图

图3所示为天线辐射特性仿真计算结果以及不同高宽比h／l（h和l定义参见图1）条件下辐射特性变化趋势。图中θ为俯仰角，其坐标系定义为：θ＝0°为天顶方向，θ＝90°和θ＝270°为平行于地面方向；天线馈电网络平面平行于地平面，天线辐射体指向天顶方向（可参见图6）。由图可见，新型天线3dB增益波束宽度可达120°至180°；6dB轴比波束宽度可超过180°；具有良好宽波束增益特性和宽波束圆极化特性。并且通过调整结构参数h／l，可以实现对天线辐射特性的有效控制：当h／l增加，天线在天顶方向增益下降、轴比改善，地平面方向增益提高、轴比恶化；反之则趋势相反。调整该参数可使天线呈现不同特点的辐射特性，适应不同应用需求。

1.2 馈电网络设计

馈电网络选择T形功分枝节与定向耦合器相结合的设计，其组成原理如图4（a）所示，以实现对各辐射单元等功率分配、依次相移90°馈电；同时确保各馈电端口间具有较好隔离特性，抑制各辐射单元之间的耦合。

图4 馈电网络组成示意图及分层电路板图

为实现天线小型化，馈电网络采用双层微带电路结构，中间层作为地平面、上下表层作为馈电网络的传输线结构。

图4（b）（c）所示为馈电网络分层电路板图，其中图4（b）所示结构位于上层，为T形分支（包含阻抗匹配部分）与180°移相部分；图4（c）所示结构位于下层，为两个定向耦合器。中间层除各辐射臂馈电点处及上下层连接处开孔外都为完整地平面，此处不再示出。

为在实现射频性能同时确保馈电网络与辐射结构间最短距离互连，使整个天馈系统结构紧凑低损，定向耦合器的外形较之经典结构有较大差异，由此引入微带线阻抗不连续、等效相移、线间互耦等问题。关于馈电网络具体参数设计与调试，将另文详细介绍，此处仅将设计结果呈现于此。

图5所示为馈电网络设计仿真结果，其中等功率输出端口分别定义为Port1－Port4，另一端口定义为输入端口（虽然实际上述各端口均收发互易）。由图可见，在2.1～2.4GHz范围内，馈电网络具有较好的等功率分配、输入端口匹配、90°相差相移等特性：各输出端口插入损耗接近6dB；输出信号相移依次递增90°；输入端口回波损耗在整个仿真频段大于20dB，图中未示出。由于T形功率分配枝节不能使三个端口同时实现匹配，而本设计优先确保输入端口匹配，故另两端口必然存在反射，这导致Port1－Port4的端口间隔离度仅为约10dB.

图5 馈电网络相移、功率分配、端口隔离度仿真结果

需要说明的是，上述设计结果是在馈电网络各端口以纯电阻作为负载仿真得到的。当把馈电网络与天线辐射体组合在一起进行全波仿真计算时会发现，由于天线各辐射臂间存在较强的互耦，馈电网络不能实现仿真结果，导致输入端口阻抗匹配、圆极化辐射及方向图对称性均不能实现。通过对馈电网络部分结构参数进行微调，最终可实现预期的阻抗特性和辐射特性，此时馈电网络自身的特性已无法单独给出，只能通过结果推知馈电网络能够较好实现预期指标。

2 实验结果分析

选用厚度1mm、介电常数为2.2的纯聚四氟乙烯双面覆铜板作为天线辐射臂及馈电网络的基材，针对S波段卫星通信应用需求，设计一个工作于2.2～2.3GHz频段的相控阵天线单元。

根据波束宽度、轴比特性要求，设计结果为天线高度16mm，（以中央频率2.25GHz计，电长度为0.12λ），辐射单元间距12.8mm（电长度为0.096 λ）。天线及馈电网络结构示意图如图6所示。

图6 新型天线及馈电网络结构示意图

天线采用PCB工艺加工，通过焊点连接、拼插和多层微波电路合并组装而成。天线实物照片如图7所示，其中（a）、（b）分别为天线上面和下面照片。

天线的驻波比（VSWR）仿真及测试结果如图8所示，测试仪器为安捷伦N5230A。由图可见：天线实 测 VSWR＜1.5 频 段 为 2.17～2.33GHz；VSWR＜2.0频段为2.13～2.50GHz，相对带宽为16.4%.实测结果与仿真结果趋势较为一致，最佳匹配点与仿真结果基本吻合，其变化趋势也与仿真结果相似。

图9至图11分别为新型天线2.15GHz、2.25 GHz、2.50GHz频点的辐射特性仿真和测试结果，坐标定义与图3相同。由图可见：在中央频点2.25 GHz，天线3dB波束宽度为135°；在2.15～2.50 GHz频段范围内，3dB波束宽度均超过120°，天线主瓣指向无偏移、主瓣不分裂；在天线的中央频点2.25GHz，增益最大方向轴比小于1.5dB；轴比＜6 dB的区域为±110°，完全覆盖天顶半球空间；在2.15～2.50GHz频段范围内，最大增益处轴比值小于3dB，轴比＜6dB的区域与中央频点基本相同，均可覆盖天顶半球。实测结果与仿真结果基本吻合，2.15～2.50GHz频段内（相对带宽15.6%），天线3dB波束宽度大于120°；6dB轴比波束宽度超过180°，最大增益处轴比小于3dB.

对比测试结果与仿真结果，VSWR测试值较仿真值频带有所展宽、轴比特性较仿真值稍有恶化。根据理论及以往经验，主要是实物测试中，与仪器相连的电缆和采用金属板作为安装底板所造成的差异：仿真中为减少计算量，未在建模中设置连接电缆和金属底板，而天线附近的金属结构会对阻抗特性和辐射特性产生一定影响；此外，材料的介质损耗也有可能与仿真设置有少许差异。

图11 2.25GHz天线辐射特性仿真和实测结果

3 结 论

本文提出并实现了一种新型的小型宽波束圆极化天线及其馈电网络，天线使用印刷电路工艺实现四个独立的辐射单元，并通过容性加载及短路点方式实现天线小型化；馈电网络与天线集成设计，结构紧凑。实测结果表明：在0.12λ高度以内，该天线结构可实现3dB波束宽度不小于120°，6dB轴比波束宽度不小于180°；并在15%相对带宽内保持辐射特性稳定；VSWR＜2.0的相对带宽为16%.该天线小型化、宽波束、圆极化特性优良，结构新颖，便于加工和集成，特别是与低温共烧陶瓷（LTCC）工艺相结合后，更适合应用于S波段以上频段，具有一定工程应用价值和良好发展前景。

［1］董 涛，郭文嘉.一种新式宽带宽方向图圆极化双环天线［J］.中国空间科学技术，2006，（3）：44－46.DONG Tao，GUO Wenjia.Novel double－ring antenna with broad bandwidth wide beam and circular polarization［J］.Chinese Space Science and Technology，2006，（3）：44－46.（in Chinese）

［2］SU C W，HUANG S K，LEE C H.CP microstrip antenna with wide beam width for GPS band application［J］.IEEE Electronics Letter，2007，43（20）：1062－1063.

［3］HUANG Bin，YAO Yuan，FENG Zhenghe.A novel wide beam dual－band dual－polarization stacked microstrip－dielectric antenna［C］／／International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology.Guilin：IEEE Press，2007：1－4.

［4］SIEVENPIPER D，HSU H P，RILEY R M.Low profile cavity－backed crossed－slot antenna with a single probe feed designed for 2.34GHz satellite radio applications［J］.IEEE Transaction on Antennas and Propagation，2004，52（3）：873－879.

［5］李洪彬，丁卫平，余同彬，等.实现宽波束圆极化天线的几种方法［J］.军事通信技术，2011，32（1）：44－46.LI Hongbin，DING Weiping，YU Tongbin，et al.Techniques for wide－beam circularly polarized antennas［J］.Journal of Military Communications Technology，2011，32（1）：44－46.（in Chinese）

［6］张继龙，钱祖平，卢春兰.一种用于卫星定位系统的宽波束圆极化天线［J］.电波科学学报，2008，23（2）：340－343.ZHANG Jilong，QIAN Zuping，LU Chunlan.Analysis of circular polarization wide－beam antenna for satellite position system［J］.Chinese Journal of Radio Science，2008，23（2）：340－343.（in Chinese）

［7］LETESTU Y，SHARAIHA A.Broadband folded printed quadrifilar helix antenna［J］.IEEE Transaction on Antennas and Propagation，2006，54（5）：1600－1604.

［8］刘国玺，耿京朝，王大为，等.一种新型宽频带圆极化球螺旋馈源［J］.电波科学学报，2009，24（3）：463－466.LIU Guoxi，GENG Jingchao，WANG Dawei，et al.A novel feed of broad－band circularly polarized spherical helical［J］.Chinese Journal of Radio Science，2009，24（3）：463－466.（in Chinese）

［9］杨彦炯，栗 曦，杨 林，等.宽带圆极化锥形辐射单元阵列天线的设计［J］.电波科学学报，2011，26（2）：350－352.YANG Yanjiong，LI Xi，YANG Lin，et al.A novel design of broad－band circularly polarized antenna with cone－shaped radiators［J］.Chinese Journal of Radio Science，2011，26（2）：350－352.（in Chinese）

［10］WANG Y S，CHUNG S J.A miniature quadrifilar helix antenna for global positioning satellite reception［J］.IEEE Transaction on Antennas and Propagation，2009，57（12）：3746－3751.

［11］KILLGUS C C.Shaped－conical radiation pattern performance of the backfire quadrifilar helix［J］.IEEE Transaction on Antennas and propagation，1975，23（3）：392－397.

［12］ADAMS A T，ROBER K，LUMJIAK C.The quadrifila helix antenna［J］.IEEE Transaction on Antennas and Propagation，1974，22（6）：173－178.