用人工磁导体改善增益的宽带圆极化天线

张 娟， 张润泽， 韩丽萍， 裴立力， 韩国瑞

(山西大学 物理电子工程学院， 山西 太原 030006)

0 引 言

由于圆极化天线具有减少多径干扰和方位不敏感的优点， 因此在无线通信系统中得到了广泛的应用. 随着无线通信技术的发展， 对天线带宽的要求越来越高， 改善圆极化天线的带宽成为一个重要的研究课题. 螺旋天线是一种常见的宽带圆极化天线[1]. 然而， 螺旋天线通常占用很大的空间， 且需要复杂的馈电网络， 不利于通信系统的集成和小型化. 与之相比， 印刷型缝隙天线因其易集成和低制作成本等特点， 更具有吸引力[2-3]. 文献[4]设计了一个共面波导馈电的印刷型宽缝隙天线， 通过一对额外的接地枝节实现了30%的轴比带宽； 文献[5]在环形缝隙的对角处嵌入了两个不相等的倒L型条带， 实现了32.2%的轴比带宽.

为了单向辐射和提高天线的增益， 通常采用在天线背向加载反射板的方法. 与传统金属反射板的180°反射相位相比， 人工磁导体(Artificial Magnetic Conductor， AMC)反射板具有特殊的0°反射相位， 可以在较低的距离实现辐射电磁波与反射波的同相叠加， 增强天线正向辐射的增益， 从而降低天线的剖面， 减小天线的尺寸. 文献[6]设计了一种基于AMC的低剖面宽带圆极化天线. 在天线下方0.16λ0(真空中电磁波波长)处加载AMC反射板， 圆极化天线3 dB轴比带宽达到 19.3%； 文献[7]采用截角型AMC表面作为反射板以提高轴比带宽. 该天线的轴比带宽提高到 31.6%， 但天线剖面变为0.19λ0. 虽然AMC反射板的引入可以改善天线的带宽和增益， 但天线的剖面依然较高， 不利于通信设备的小型化. 进一步降低剖面时， 天线的带宽又受到了影响； 文献[8]设计了一款基于超表面的宽带低剖面圆极化天线， 该天线由传统的缝隙天线和切角单元构成的超表面组成， 实现了 7.2% 的工作带宽和 0.03λ0的剖面； 文献[9]中， 天线辐射单元由一个环形缝隙和两个L型枝节组成， 天线下方加载的AMC反射板使该天线实现了单向辐射， 天线剖面为 0.08λ0， 轴比带宽为3.0%； 文献[10]为了在两个频带上都实现低剖面和宽带特性， 该天线采用双频带AMC作为反射板， 所设计的天线剖面为 0.08λ0， 3 dB轴比带宽为8.3%和5.77%.

本文设计了一种用AMC反射板改善增益的宽带圆极化方形缝隙天线， 剖面高度为0.09λ0， 3 dB 轴比带宽为14.6%. 天线馈电方式采用L型贴片耦合馈电， 其工作频率覆盖了3.7 GHz～4.2 GHz 的C波段. 天线在方形缝隙的对角线处嵌入两个小的方形贴片来产生两个相互正交的表面电流， 实现右旋圆极化辐射； 在L型贴片单元与共面波导馈线之间引入一个短截线， 使天线在一个较宽的频段内获得阻抗匹配， 展宽了天线的阻抗带宽和轴比带宽. 此外， 在方形缝隙天线正下方加载一个4×4的矩形人工磁导体反射板， 改善了天线的增益， 实现了天线的单向辐射.

1 改善增益的宽带圆极化天线设计

设计的天线如图 1(a) 所示， 由上层的方形缝隙天线和下层的AMC反射板两部分组成， 两者间距为h. 方形缝隙天线结构如图 1(b) 所示， 天线印制在FR4介质板上， 相对介电常数为4.4， 损耗角正切为0.02， 宽度W=60mm， 厚度h1=1.6 mm. 在介质板上表面金属层上刻蚀一个方形缝隙， 并在方形缝隙的对角线处嵌入了两个小的方形贴片， 贴片宽度为S1=9.5 mm， 从而产生圆极化的辐射模式； 通过在缝隙的中间刻蚀一个L型的贴片来激励这种辐射模式， 其长臂和短臂的尺寸分别为L1×W1和L2×W2. L型贴片的引入， 使得缝隙中的磁流重新分布， 从而激发出两个幅度相等、 相位差为90°的正交谐振模式， 实现右旋圆极化辐射； 此外， L型的贴片与外部SMA接头通过共面波导馈线相连. 共面波导馈线的长度L3=10.5 mm、 宽度W3=3 mm， 与接地板之间的间距g1=0.3mm. 为了在较宽的频带内获得阻抗匹配， 在L型贴片和共面波导馈线之间引入一个长度为L4,宽度为W4的短截线， 用以展宽天线的带宽.

AMC反射板结构如图 1(c) 所示， 反射板为介电常数是4.4的FR4介质板， 厚度h2=3.2 mm. 反射板的上表面是4×4的AMC单元组成的阵列， AMC单元尺寸为a×a， 相邻单元间的水平距离g2=0.8 mm， 垂直距离g3=0.3 mm； 下表面是W×W的金属接地板， 以保证电磁波能量的全反射.

(a) 天线侧视图

(b) 方形缝隙天线结构

(c) AMC反射板结构图 1 天线结构图Fig.1 Structure of the proposed antenna

图 2 给出了AMC反射单元在不同剖面高度时的反射相位曲线. 可以看出， 当剖面高度为 0.08λ0时， AMC反射板的0°反射相位带宽为3.77 GHz～4.28 GHz (相对带宽为12.6%)； 当剖面高度为0.09λ0时， AMC的反射相位可以在3.54 GHz～4.52 GHz (相对带宽为24.3%)实现0°反射相位特性. 而当剖面高度为0.1λ0时， AMC的0°反射相位带宽为3.26 GHz～4.65 GHz(相对带宽为35.1%). 由图 2 可知， AMC反射板的0°反射相位带宽随剖面高度的增加而增加.

由于圆极化天线的辐射是由两个幅度相等且相位差为90°的正交极化电流共同作用而成的. 为展宽圆极化天线的轴比带宽， 可以将AMC反射板加载到方形缝隙天线下方， 利用AMC的0°反射特性来展宽圆极化天线的轴比带宽. 图 3 给出了在不同剖面高度时天线的轴比. 当剖面高度为0.08λ0时， 由于加载了AMC反射板， 使得天线在高频处增加了一个谐振点， 轴比带宽为 3.56 GHz～3.94 GHz (相对带宽为10.1%). 当剖面高度为0.09λ0时， 由于AMC反射板具有较宽的0°反射相位带宽， 因此天线的轴比带宽较宽， 天线的轴比带宽展宽为3.57 GHz～4.1 GHz (相对带宽为13.8%). 而当剖面高度为0.1λ0时， 虽然AMC反射板的0°反射相位带宽的进一步展宽使天线在高频处又增加了一个新的谐振点， 但是在低频处的相位不匹配， 使得天线的轴比在低频段不满足3 dB要求， 此时天线的轴比带宽反而变窄了. 因此， 为了实现天线的宽带特性， 选择剖面高度为0.09λ0. 天线各部分的具体尺寸如表 1 所示.

图 2 不同剖面高度时AMC单元的反射相位Fig.2 Reflection phase of AMC cell for different height

图 3 不同剖面高度时天线的轴比Fig.3 AR of antenna for different height

表 1 天线各部分的尺寸Tab.1 Dimensions of antenna parts

2 影响轴比带宽的参数分析

天线的阻抗带宽和轴比带宽主要受方形缝隙对角线处嵌入的方形贴片的宽度S1以及L型辐射贴片的臂长L1和L2的影响.分析它们对天线阻抗带宽和轴比带宽的影响， 并在分析某一参数对性能的影响时， 保持其他参数不变.

方形缝隙对角线处的矩形贴片宽度S1主要影响天线的谐振， 使天线在两个相互正交的方向上形成幅度相等， 相位相差90°的谐振， 从而影响圆极化天线的轴比带宽.贴片宽度S1对天线的阻抗和轴比带宽的影响如图 4 所示. 从图4(a)可以看出，S1对天线的阻抗带宽影响较小. 从图4(b)可以看出, 随着S1增大， 高频处的轴比逐渐上移， 当S1=10.0 mm 时， 轴比的中心频点大于3 dB， 未实现圆极化辐射， 当S1=9.0 mm和10.0 mm 时， 低频处的轴比都大于3 dB， 当S1=9.5 mm时， 天线的轴比在3.5 GHz～4.1 GHz都小于 3 dB， 此时， 天线具有宽的轴比带宽.

(a) S11

(b) 轴比图 4 S1对S11和轴比的影响Fig.4 The S11 and AR for different S1

L型辐射贴片的长臂L1主要影响天线的低频谐振. 图5 (a)和图 5(b) 分析了L型贴片单元的长臂L1对天线S11及轴比的影响. 可以看出L1对天线的阻抗带宽影响同样很小. 对于天线的轴比， 随着L1的减小， 在较低频率处， 轴比逐渐增加. 当L1=15.3 mm时， 只有较窄的高频段内轴比小于 3 dB； 当L1=17.3 mm时， 天线的低频谐振为被激励， 天线的工作带宽较窄； 而当L1=16.3 mm时， 天线在较宽的频带内轴比都位于3 dB以下.

(a) S11

(b) 轴比图 5 L1对天线的影响Fig.5 The S11 and AR for different L1

L型辐射贴片的短臂L2主要影响天线高频谐振. 图 6 分析了L型辐射贴片单元的短臂长度L2对天线S11及轴比的影响. 从图 6(a) 可以看出，L2对天线的阻抗带宽影响较小. 而从图 6(b) 可以看出， 随着L2的增加， 轴比的低频频点变化较小， 而高频频点逐渐向高频移动. 当L2为9.0 mm 时， 在3.7 GHz处的轴比大于3 dB， 不满足宽带的要求； 当L2=8.5 mm时， 频带内的轴比都在3 dB 以下， 此时天线的轴比带宽较宽； 当L2=8.0 mm 时， 高频谐振未被激励， 使得天线的轴比带宽变窄； 当L2=8.5 mm时， 天线在低频和高频处都实现了较好的匹配， 其轴比都小于3 dB.

(a) S11

(b) 轴比图 6 L2对天线的影响Fig.6 The S11 and AR for different L2

3 测试结果

天线结构的加工实物如图 7 所示， 天线总体尺寸为60 mm3×60 mm3×7.8 mm3.

图 7 天线的加工实物图Fig.7 The physical picture of proposed antenna

天线的S参数通过 Agilent N5235A 矢量网络分析仪测量得出. 从图 8 中仿真和测量的S参数曲线可以看到， 仿真的-10 dB工作频率范围为3.62 GHz～4.26 GHz； 测量的工作频率范围为3.58 GHz～4.16 GHz. 从图 9 可以看出， 仿真的轴比带宽为3.57 GHz～4.1 GHz， 相对带宽为13.8%； 测量的轴比带宽为 3.5 GHz～ 4.05 GHz， 相对带宽为14.6%. 天线的工作频率总体向低频偏移， 可能是由SMA接头和介质板介电常数的不均匀引起的.

图 8 天线的S11曲线Fig.8 S11 of the antenna

图 9 天线的AR曲线Fig.9 AR of the antenna

图 10 分别给出了天线在3.62 GHz和3.88 GHz 时仿真和测量的辐射方向图， 在3.62 GHz时， 天线辐射方向图的前后比为16.7 dB， -3 dB波束宽度为92°； 频率为3.88 GHz时， 方向图的前后比为19.9 dB， -3 dB波束宽度为88°. 可以看出天线的定向辐射性能较强， 在Z轴正上方具有良好的右旋圆极化性能. 天线仿真和测量结果较吻合. 图 11 给出了在天线工作频段内有无AMC反射板时天线的增益曲线， 可以看出没有加载AMC反射板时天线增益约为1 dBi, 而加载了AMC反射板时天线在工作频带内增益都大于4 dBi. 在频率为3.7 GHz时， 没有加载AMC反射板的峰值增益为1.3 dBi， 而加载AMC反射板的峰值增益为6.0 dBi， 提高了4.7 dB. 加载AMC反射板后， 天线的增益明显得到改善， 并且实现了单向辐射.

(a) 3.62 GHz

(b) 3.88 GHz图 10 天线在3.62 GHz和3.88 GHz的辐射方向图Fig.10 Radiation pattern of the antenna at 3.62 GHzand 3.88 GHz

图 11 天线辐射增益图Fig.11 Realized gain of the antenna

表 2 给出了本文所设计的天线与其他结构天线性能的比较， 可以看出， 本文设计的天线在较低的剖面时， 仍具有较宽的轴比带宽.

表 2 天线性能的比较

4 结 论

本文设计了一种用AMC反射板改善增益的宽带圆极化方形缝隙天线， 工作频段覆盖了 3.7 GHz～4.2 GHz的C波段. 天线通过在方形缝隙的对角线处嵌入两个小的方形贴片来产生两个相互正交的表面电流， 从而实现右旋圆极化辐射； 在L型贴片单元与共面波导馈线之间引入一个短截线， 使天线在一个较宽的频带内获得阻抗匹配， 从而展宽了阻抗带宽和轴比带宽. 此外， 通过在方形缝隙天线正下方加载一个4×4的矩形AMC反射板， 改善了天线的增益， 实现了单向辐射. 仿真测试结果表明， 天线的阻抗带宽为 3.58 GHz～4.16 GHz， 轴比带宽为3.5 GHz～4.05 GHz， 相对带宽为14.6%， 峰值增益达到6.0 dBi.