正弦波交流LED PWM调光器研究*

葛广军 张晓杰 杨 帆

(1.河南城建学院电气系，河南平顶山467036;2.河南工业大学电气工程学院，河南郑州450001)

1 引言

如今，节能减排、绿色环保已成为全世界各个国家的共识。跟据国际能源署(IEA)估计，商业和住宅照明用电量占全世界每年发电量的20%。因此，世界各国纷纷致力于以更高能效的方案来替代低能效的现有光源［1～3］。发光二极管(LED)具有低能耗、高流明、长寿命、低污染的优点。随着技术的进步，制造成本不断下降，LED照明成为一种极为引人注目的替代光源解决方案［4］。近几年来，LED照明在普通照明产业中不增长。根据国际电工组织颁布的IEC-1000-3-2-C电流谐波限制标准，高功率因数和低输入电流谐波成为交流供电LED驱动器的强制设计要求［5］。近年来，很多学者陆续提出了多种适用于LED驱动的PFC拓扑和控制策略［6～7］。针对LED照明中可调光这一需求，少数厂商推出了基于DC LED照明的调光方式，采用连续或断续的方式调节流过LED的电流大小，来改变LED灯的发光亮度，这些调光产品必须经过AC/DC变换后，才能在现有的供电模式(AC2200V 50Hz或AC110V 60Hz)中使用。随着LED照明技术的进步，针对AC LED照明的研究方兴未艾，但AC LED照明下的调光方法鲜有文献报道［3］。本文简要分析了AC LED照明中相控和PWM调光模式的工作原理，并进行了实验对比分析。

2 相控调光器

调光器是一种常见的电力电子照明设备，在商业和住宅照明中大量使用，它具有使用方便和节能的优点。照明中广泛使用的调光器主要采用可控硅控制技术，其电路工作原理有前沿和后沿相控两种方法［4］。图1是可控硅相控调光器的基本电路，AC是输入工频220V交流电，负载为AC LED，T1和T2是两个可控硅或一个双向可控硅TRIAC，可调电阻R1和电容C1组成可控硅门极触发电路。正弦波输入电压过零点后，延迟一段时间，即相控角为(α)时，触发可控硅T1导通，到下一个交流电压过零时T1被反相截止;然后，再到下一个相控角(α)时再触发可控硅T2导通，到下一个交流电压过零时T2又被反相截止，这样周而复始地工作。相控调光器的输出电压由式(1)给出:

图1 相控调光电路原理图

相控调光器功率因数(PF)可表示为:

为了简化分析，只讨论输入电压在正半周期时的工作情况，负半周期的工作情况与此类似。由电路原理可知，可控硅的相控角(α)与R1、C1组成的时间延迟电路有关。当R1、C1的参数不变，输入电压波动时对触发相控角的影响如图2所示。输入电压(蓝色点划线)正常幅值为Vin，某一时刻，由于电网电压波动，电压幅值升高到Vin1(蓝色实线)，这时，触发相控角减小到(α－β1)，角(β1)是由于输入电压增加到Vin1影响的结果，输出电压Vout(红色粗线)也相应变大，如图2(a)所示。当电压幅值下降到Vin2(蓝色实线)时，触发相控角增大到(α+β2)，角(β2)是由于线路电压降低到Vin2时影响的结果。输出电压Vout(红色粗实线)也相应下降，如图2(b)所示。这样，线路电压波动时，相控调光器将放大灯光的明暗闪烁程度。

图2 相控调光器电压波动时的波形图

另外，相控调光器输出电压波形在触发点处有一个很陡的前沿，电压从零跳变到输入值。如果灯具是电容性负载时，由于电容器两端电压不能突变，电路中会产生峰值很高的浪涌电流，这种浪涌电流将产生电磁干扰(EMI)，引起电网质量下降，甚至会干扰附近的其他电子设备［5］。为了减少其电磁干扰，需要在负载电路中串联一个体积较大的电感线圈，使被斩波后的输出波形前沿变缓。为了降低浪涌电流，文献［4］提出了在相控调光器中，由可关断器件MOSFET或IGBT取代可控硅，其工作原理与可控硅相控调光原理相反，这种调光方法又称为后沿相控调光。当输入电压过零时，立即触发导通开关管，输出电压由零开始上升，导通一段时间后，即导通角为(β)时，控制电路关断开关管，由于输出电压和电流在变化过程中，不存在向上的突变，这种后沿相位调光器最大限度地降低了浪涌电流，输出电流波形比较平滑。后沿相位调光器的输出电压由式(3)给出:

后沿相控调光器功率因数由公式(4)给出:

后沿相控调光器输出电压与前沿相位调光器控制过程相反，导通角(β)越大，输出电压Vout越大，亦越接近于输入电压Vin。开关器件关断瞬间，电流突然断续，d i/d t将会很大，如果电路中没有设计续流回路，将其直接应用于电感性负载时，会引起严重后果，但后沿相控调光器与容性负载有极好的适应性。所以，在实际相控调光电路中为降低d i/d t和d v/d t，必须在开关电路中加入RC缓冲吸收电路，以降低电磁干扰。

由上分析可知，相控调光器的本质是斩波降压，其输出波形明显变形，且产生大量谐波电流。由公式(2)和(4)可知，相控调光器的功率因数低，如果前沿相控调光器触发相控角(α)接近(π)，或后沿相控调光器导通角(β)接近(0)，功率因数更低。当(α=β=90°)时，即在输入正弦波电压最大峰值处导通，在这种情况下，谐波电流最严重，应用中需要在负载电路中串联一个体积较大的滤波电感。

3 PWM调光器

PWM调光器是在小段时间内启动—停止、重新启动—停止，断续给负载LED供电，这个启动和重新启动循环的频率必须快于人眼可以感知的速度，以免出现光闪烁。LED的发光强度与通过LED的电流大小成正比，即与调光器输出电流波形的占空比成正比，可有式(5)给出。

这里，Iin是流过LED的额定电流，Iout是调光器输出平均电流，D是占空比，T是开关周期，ton是导通时间，toff是关断时间。

图3是PWM调光器基本电路，主电路开关器件由两个功率MOSFET反串联组成，两个MOSFET开关管T1和T2反串联，它们的源极s1和s2，栅极(控制极)g1和g2分别并联在一起，可以用一路PWM信号控制其导通或关断，D1和D2是两个MOSFET开关管T1和T2的体内寄生二极管。输入滤波器由C1、C2、C3、C4和L1组成，EMI滤波器用来抑制PWM调光器产生的高次谐波电流。一个开关周期中的两种工作状态如图4所示。在T1或T2导通期间，电流流过负载AC LED。当开关管T1和T2截止时，电流断开。由于PWM调光器的占空比与输入电压无关，当电网电压波动时，控制电路自动调整占空比，使PWM调光器的输出电压稳定在给定值。开关频率越高，光闪烁越小。所以，PWM调光器在输入电压波动时不放大光闪烁。

图3 PWM调光器电路原理图

图4 PWM调光器工作原理图

4 实验结果

为了验证前面的分析结果，针对晶越光电科技有限公司的照明灯具用10W AC LED球形灯设计了相控和PWM调光器。PWM调光器电路主要元器件参数如下:滤波电感L1为10mH，电容C1、C2、C3和C4分别是330μ、220μ和1μ，T1和T2为MTH12N50，开关频率20kHz，输出最大功率30W。在相同的输入电压和负载条件下，相控调光器和PWM调光器输入电流所含谐波电流测试结果如表1所示。结果表明，相控调光器的谐波失真THD为108%，3次谐波电流为82.7%;PWM调光器的谐波失真显著减小，THD为46%，3次谐波电流为43.6%。

表1 PWM调光器和相控调光器谐波分析

相控调光器相控角为90°，电压上下波动时的波形如图5所示。图5(a)是相控调光器在输入电压为220V、输出电压为195V的波形。图5(b)是相控调光器在输入电压为200 V、输出电压为165 V的波形，输入电压变低使R1～C1延迟电路充放电时间变长，双向可控硅调光器的相控角增大，延迟触发导通可控硅，造成输出电压下降。图5(c)是相控调光器在输入电压为240V、输出电压为216 V的波形，输入电压变高使R1～C1延迟电路充放电时间减小，可控硅调光器的相控角减小，提前触发导通可控硅，造成输出电压增大。因此，当输入电压波动时，直接影响相控调光器的R1～C1延迟电路，影响其充放电时间，使可控硅的相控角增大或变小，造成输出电压比输入电压波动幅度大。在这种情况下，会增强灯光明暗闪烁程度，即输入电压波动时，相控调光器会放大光闪烁。

图5 相控调光器输入电压波动时的波形图

PWM调光器在占空比为0.5，输入电压上下波动时的波形如图6所示，图6(a):输入电压220V，输出电压为195V。图6(b):图6(a)条件下的放大1000倍的波形图，这时，PWM调光器的开关频率为98千赫。图6(c):输入电压为200V，输出电压为179V。图6(d):输入电压240V，输出电压为202V。由于PWM调光器的占空比与输入电压无关，当占空比不变时，其输出电压与输入电压呈线性关系，所以，PWM调光器不放大由输入电压波动引起的灯光闪烁。在额定输入电压220V下，PWM调光器带10W的AC LED灯进行调光实验，调光范围为(0～100%)，LED输出流明与调光器的输出电流之间近似呈线性关系。在负载额定功率下，电路功率因数为94.1%，电源转换效率达93.6%。

图6 PWM调光器输入电压波动时的波形图

5 结论

在现有照明供电模式下，分析了AC LED照明下相控和PWM调光器的工作原理，针对照明灯具用10W AC LED球形灯设计了相控和PWM调光器。实验结果表明:PWM调光器功率因数高，能够输出正弦波电压和电流，降低输入电流中的谐波电流;PWM调光器的开关频率高达20kHz，减小了输入滤波器的体积;PWM调光器在调光过程中，不放大由输入电压波动而引起的灯光闪烁。该调光器在家用和商业照明中有较广的应用前景。

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