基于双PWM补偿型单相交流稳压电源的设计

赵晓红 邱瑞昌 韩啸一 闻 超 庄江丽 李润新

（北京交通大学电气工程学院 北京 100044）

1 引言

在用电高峰期，很多地方存在电网电压跌落严重的现象，但在用电低谷期，电网电压又上升太高；一些边远地区，电网电压长期偏低；一些负荷变化较快的地区，电网电压波动严重[1]。这些都很容易给用电设备带来损害，甚至可能造成很大的损失。有些地方需要非常稳定的工作电压[2]。由此可见，高稳定度的交流稳压电源具有非常广大的应用空间。

2 稳压电源工作原理

2.1 稳压电源结构原理

补偿型稳压电源[3-5]是利用增加补偿环节实现输出电压稳定的。采用的补偿型交流稳压电源通过串联在电路中的补偿变压器给输入的市电补偿一个电压使其稳定在额定值的一定范围内，这个电压称作补偿电压，由补偿电路产生。补偿电压是一个与输入市电同相或反相的电压，当市电低于额定值时，补偿一个与其同相的电压，当市电高于额定值时，就补偿一个与其反相的电压，最终使输出电压稳定在额定值。

补偿电路由整流器、逆变器和补偿变压器组成。整流器将市电整流成直流电压提供给逆变器，逆变器输出变压前的补偿电压。整流器和逆变器都是采用 PWM控制方式。控制系统完成对整流器逆变器的信号检测、故障处理和控制等任务。

这类稳压电源的优点是电路简单、稳压精度高、响应速度快、抗干扰性能好和工作可靠，缺点是用DSP等微处理器来实现的控制系统比较复杂。随着微处理器处理速度越来越快，成本越来越低，采用微处理器的控制系统被应用于更多的场合，成为主流的控制系统设计方案。

2.2 稳压电源的主电路拓扑

稳压电源的主电路拓扑如图1所示。

图1 稳压电源主电路拓扑Fig.1 Main circuit of the source

主体部分是两个背靠背的单相 PWM变换器[6]PWM1和PWM2。R为充电电阻，初上电时市电通过二极管 VD1～VD4对后级的支撑电容 C充电，R的存在限制了充电电流，避免了充电电流过大而造成电容C的损坏；充电完成之后，闭合充电继电器K1，切除旁路充电电阻R。K2为稳压电源主电路继电器，当输入市电超出补偿范围时打开 K2切断负载。补偿变压器T的一次侧与逆变器输出端相连，二次侧串联在市电和负载之间。

整流器采用了 PWM整流器，可以使交流侧输入功率因数为 1，不会产生谐波污染电网，直流侧输出稳定的直流电压，且幅值高于二极管不可控整流得到的直流电压值，有利于后级逆变电路的工作。逆变器就是将PWM整流器输出的直流电压Ud逆变成所需要的与电网电压同频率、同相位或反相位、幅值可调的交流电压。逆变器采用了SPWM控制方式，通过补偿变压器与市电串联后得到额定输出电压。

当Ui过高时，进行负补偿，能量由变压器二次侧流向变压器一次侧，经过逆变器和 PWM整流器反馈到电网，PWM 整流器工作在逆变状态。当 Ui过低时，进行正补偿，PWM整流器工作在整流状态。

3 稳压电源电压电流控制策略

单一的电压闭环控制有瞬时值控制和有效值控制两种控制策略。

瞬时值控制是将输出电压衰减后与基准正弦波进行瞬时值比较，产生的误差信号经电压调节器（比如PI调节器）调节后与三角载波相比较得到SPWM控制信号。该反馈能及时、快速地校正输出电压波形，整个系统具有优良的动态输出特性。但系统的稳定性能差。由于其基准值为时变的正弦波信号，在系统稳定时，采用PI调节会产生相位误差。

有效值控制比瞬时值控制多了有效值检测和乘法器两个环节。图2是电压有效值控制的反馈结构图。

图2 电压有效值反馈结构图Fig.2 Feedback block of the RMS voltage

逆变输出电压经电压互感器降压后整流滤波得到电压有效值，其输出电压与给定值相比较，产生的误差信号经过PI调节后，与基准正弦信号相乘得到正弦信号的给定，即调制信号，再与三角载波信号比较，产生SPWM信号。该方法的基准电压为恒定直流电压信号，经过PI调节器可以使得输出电压无稳态误差。但电压有效值控制系统动态响应速度缓慢，适应负载能力差，非线性负载时，电流峰值很高，输出电压波形畸变。

逆变器输出电压要求幅值精确，并且考虑到一个控制器来控制双 PWM，为减轻控制器负荷，降低控制软件设计的难度，最终采用电压单闭环有效值反馈控制方式。

考虑到电流响应速度设计了采用电流内环反馈，用内环电感电流反馈改善系统的稳态、动态性能，使得内、外环的补偿环节设计变得容易，并起到对负载限流的作用。

采用固定开关频率电流[7]控制中预测电流控制方法。图3为预测电流控制[8]的原理图。

图3 预测电流控制原理图Fig.3 Block of forecast current control

电压调节器为PI调节器，其输出I*作为交流侧电流的幅值给定，乘以电网同步正弦信号后得到交流侧电流 i*的给定值，与检测到的实际电流 i比较后通过比例调节器调节（比例系数是Kp=L/Ts），取反后加上前馈的网压 e，结果再与三角波比较就可以得到控制功率开关管的PWM信号。

从以上的分析可以看出，由于引入了电流闭环控制，预测电流控制方法可以满足电流快速响应的要求，并且由于控制周期固定，器件的开关频率固定，不会使功率开关管产生过大的应力。

4 稳压电源仿真和实验

4.1 稳压电源仿真

利用SimPowersystems和Simulink库中各种模块和元件，按照稳压电源的主电路拓扑和控制策略，对稳压电源进行仿真[9-10]。

双 PWM再加上补偿变压器和负载，就得到稳压电源主电路仿真模型。

控制模块以双 PWM模块为基础，添加电网电压有效值检测和比较模块。“Constant 1”的值 220是稳压电源的额定输出电压值，由于补偿变压器 T的匝比是 7，即逆变器的输出电压给定是补偿电压的7倍，于是在电网电压与电源额定值比较之后通过值为7的“Gain”单元。

通过改变输入电压，模拟出了输入电压变化时补偿工况的变化，得到的稳压电源输入电压Ui、输入电流I、直流侧电压Ud仿真波形如图4所示。

图4 稳压电源输入电压Ui、输入电流I、直流侧电压Ud波形Fig.4 Waveforms of the input voltage Ui,the input current I, DC voltage Ud

0～0.5s的时间内，输入电压通过IGBT的反并联二极管整流对支撑电容充电，直流侧电压Ud逐渐上升，充电电流逐渐减小；在 0.5s时刻，PWM整流器和逆变器开始运行，此时有一个不到20A的电流冲击；在 1s时刻，输入电压 Ui降得很低，此时直流侧电压Ud有少许的降落，但是仍然在允许范围内，在1～1.02s工频周期内，输入电流I有畸变，经过这一个周期的调整，输出电流 I恢复对输入电压 Ui的补偿，但变为正补偿，输出电压 Uo恢复到额定值。

观察1s左右的波形，可以看出当输入电压大于额定电压时，Ui与 PWM整流器的输入电流I是反相的，所以PWM整流器向电网回馈能量；当输入电压小于额定电压时，Ui与PWM整流器的输入电流I同相，这时PWM整流器从电网吸收能量，传送到逆变器。

图5和图6分别是输出电压Uo从0.5s开始的25个工频周期的傅里叶分析和从1.02s开始的24个工频周期的傅里叶分析。

输出电压Uo等于输入电压Ui与补偿电压ΔU之和，从图5和图6中突出显示部分很容易看出负补偿和正补偿时输出电压分别为 221.1V和 218.8V，稳定在额定值220（1±1%）V内。

4.2 稳压电源实验

将 PWM整流器直流侧与逆变器直流侧相连，就可以进行稳压电源的实验。以滑动变阻器作为负载，以调压器的输出作为 PWM整流器的输入，调压器输出范围，可以满足调试正负补偿的实验要求。稳压电源的输入电压和逆变器输出的补偿电压波形如图7所示，左图是正补偿，右图是负补偿。

图5 输出电压Uo从0.5s开始的25个工频周期的傅里叶分析Fig.5 FFT analysis of Uo from 0.5s to 1s

图6 输出电压Uo从1.02s开始的24个工频周期的傅里叶分析Fig.6 FFT analysis of Uo from 1.02s to 1.5s

图7 稳压电源的输入电压及其补偿电压Fig.7 The input voltage and the offset voltage of the power supply

由于示波器探头的限制，无法完全显示幅值超过400V的电压，输入电压采取了1/2分压的办法来显示。从图中的数据可以计算出补偿后的电压分别是221.9V和218.4V，满足输出电压指标。

由仿真结果和实验调试结果可见，该设计基本满足设计的技术指标。

5 小结

为了满足了各种不同应用场合对交流稳压电源的需求，本文设计了一种补偿型交流稳压电源，这是一种基于双 PWM变换器的单相交流稳压电源。背靠背相连PWM整流器和逆变器是稳压电源的核心部分，前者为后者提供了稳定的直流电压，后者根据补偿需求逆变输出所需的补偿电压至补偿变压器，与电网电压叠加后得到稳定的220V电压。

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