S波段GaN大功率放大器的设计与实现

杨 斐 周永伟 马云柱 王海涛

(西安电子工程研究所 西安 710100)

1 引言

随着功率器件的不断发展，军用雷达固态发射机的要求也逐渐上升，不仅仅要具有高可靠性、长寿命、易维护等特点，同时在体积要求越来越小的情况下，还要适应更高的环境温度。以GaN、SiC为代表的宽禁带材料生长技术及氧化、掺杂、欧姆接触等工艺的成熟，宽禁带功率器件得到很大发展，凭借其众多优势，更适合制造高温、高频以及高功率器件。

宽禁带半导体的优势:a.具有高的热导率，能够较快的转移所产生的热量，广泛应用于高频和高功率领域;b.漏电流极小，大幅度提高器件的击穿电压，同时能够进一步抑制电流崩塌，从而提高器件的功率密度、功率附加效率和功率增益，且在工艺中容易实现;c.具有比一般半导体更低的介电常数和更高的电子饱和率;d.更高的漏极效率。

2 器件结构及工作原理

与GaAs MOSFET结构形式相似，核心材料换为GaN，生成的氧化层成分也有区别，但是工作原理是一样的。两种FET都属于N沟道耗尽型绝缘栅场效应晶体管。要使耗尽型N沟道MOSFET工作，要在G、S之间加负电压VGS及在D、S之间加正电压VDS，则产生正向工作电流ID。改变VGS的电压可控制工作电流ID。耗尽型MOSFET是在制造绝缘层中有大量的正离子，使在P型衬底的界面上感应出较多的负电荷，即在两个N型区中间的P型区形成导电沟道，所以在VGS=0时，有VDS作用时也有一定的ID(IDSS);当VGS有电压时(可以是正电压或负电压)，改变感应的负电荷数量，从而改变ID的大小。VGSoff为ID=0时的VGS，称为夹断电压。对于此MOSFET，若先不接VGS(即VGS=0)，导电沟道较宽，电阻很小(几乎接近0欧姆)，在D与S极之间加一定幅度的正电压VDS，将会瞬间击穿MOSFET，所以要先加栅极电压，通过改变栅极电压来改变导电沟道的宽度，从而调整导通电阻达到一定范围，保证加上一定幅度的漏极电压不损坏MOSFET。

图1 GaN MOSFET结构原理图

3 仿真与设计

虽然GaN功率管有众多的优势，但是由于是新器件，市场应用率较小，许多问题还未暴露出来。同时由于它们之前主要应用于通信频段，对于军用频段，不同的工作模式下工作情况还没有得到验证。

本文主要是凭借对NITRONEX公司提供的GaN MOSFET功率管NTP25100进行匹配电路的设计和测试，进行工程应用研究。

3.1 单管放大电路的仿真与设计

根据器件资料提供的信息，NTP25100推荐工作在AB类(结合测试情况，可以确定根据使用要求的不同，NTP25100完全可以工作在B类甚至C类)，所以不用对电源进行调制。和以往的GaAs器件和Si器件对比，它的效率要高出很多。

对于放大器，有完全内匹配和非内匹配功率管，对于内匹配又有输入输出都匹配到50Ω和非50Ω。若输入输出都匹配到50Ω，不需要再做任何阻抗匹配，只需做电源偏置匹配即可;若输入输出都是非50Ω，所以电路需要再次进行阻抗匹配变换，使之最终的输入输出阻抗变换为50Ω，才能达到整个电路系统的匹配。

对于放大器NTP25100，输入输出都是非50Ω，所以电路需要进行相应的阻抗变换匹配和电源偏置匹配。根据多节阻抗变换原理，假设每节长度等于变换器中心频率上波导波长的1/4、1/16或者1/32，它们的特性阻抗分别为 Z1、Z2、Z3、Z4…Zn，该变换器链接在特性阻抗分别为Z0和ZL两端主线之间要求达到宽带匹配，又Z0＞ZL，则在第n节变换器末端，反射系数为:

式中θ=βl为每一节上的相位移，该变换器总的反射系数在一级近似下(只取各节一次反射波的总和)可以表示:

理论上Γ值越小越好，实际电路中工程因素的影响并不可能达到理论值。本设计的目的是宽带、小型化，通过合理的选择和仿真优化，为了有效节省空间距离，我们采用分布参数和集中参数相结合的办法有效简化电路，同时结合NITRONEX公司提供的窄带匹配拓扑电路，在ADS上建模仿真，得到满意的结果。同时为确保场效应晶体管的工作状态，必须设计相应的偏置电路，从而把控制电压通过偏置电路加在晶体管各电极上。由于偏置电路设计的好坏对射频主电路的微波特性影响较大，可能导致引入大的附加损耗、反射以及高频能量沿偏置电路的漏泄。所以微波功率管的偏置电路设计是十分重要的。

如图4所示，一般采用一段长度为λg/4的高阻线和旁路电容作射频扼流。偏压应从高、低阻抗的交接点接入，该点对高频等效短路，由该点再经λg/4的高阻线到达主线与高阻线交点时，该点阻抗理论上应为无限大，该点对高频等效开路，从而确保直流偏置对主线无影响。在本设计中，以最小插入损耗和最小端口驻波为目标，利用安捷伦公司的微波软件ADS对偏置电路进行优化，并考虑到宽带设计问题，高频旁路采用了旁路电容。加上偏置电路后，即得到本设计最终的单级放大电路模型，如图2所示。偏置电路的实际生成版图如图4所示。

在ADS下建模，板材选用罗杰斯的R4053，板厚30mil，介电常数3.5，仿真结果如图3所示。

由于电路中代入的是功率管模型的S2P参数，即整个电路的仿真条件几乎和实际电路使用情况是一样的，并非理想状态。通过仿真结果我们可看出，在2.1GHz～2.7GHz范围内两端口的驻波都在1.4以下，可以满足使用要求。生成实际版图如图4所示。

图4 偏置电路印制板图

3.2 电源及控制

同GaAs MOSFET器件一样，为使GaN MOSFET安全正常工作，其工作电压必须依一定次序加上，首先加上栅极电压VGS(-1.5 V)，然后加上漏极正压VDS(+28 V)，并且应具有无栅压时，漏压加不上的保护措施。所以应设计电源定序电路，28V的加载要通过-5 V电源的加载控制，以保证在没有栅压的情况下，正压无法加上，从而使管子安全地工作。电路中首先对栅极电压VGS进行采样，采样结果和负压电源基准作比较，比较结果按TTL高低电平输出;漏极正压VDS由一只P沟道的MOSFET制，栅极电压VGS采样结果控制P沟道MOSFET的通断，从而保证栅极电压VGS优先于漏极正压VDS加到GaN MOSFET上。

4 实物与测试结果

装配的单个模块的实物如图5所示。

图5 实物照片

由于各个功率管性能参数上存在一定的差异，实物装配之后并没有得到预期的效果，中心频率偏高，增益和输出功率偏低。通过对旁路电容、匹配电容的位置、容值范围小的调整，得到表1测试结果。

表1 模块实测结果(饱和输出)

测试条件:输入功率37dBm，漏极电压28V，栅极电压-1.5V，脉冲宽度50μs，占空比15%。

结论:模块工作时有一定的散热系统，可以保证模块温度高出实验室温度10℃以内，经过约30min的连续工作，模块的输出功率没有明显变化。实验数据为工作30min后测试(见表2)。

表2 模块实测结果(饱和输出)

测试条件:输入功率37dBm，漏极电压28V，栅极电压-1.5V，连续波信号。

结论:加电初始状态，模块输出功率接近脉冲模式输出功率，随后慢慢下降，以上测试数据是模块工作状态稳定后测试，比初始状态下降约10%左右，模块温度上升较快，稳定后比环境温度上升约25℃，功率管顶部壳体温度较高，比环境温度高出约35℃。实验数据为工作30min后测试。

测试条件:输入功率20dBm，漏极电压28V，栅极电压-1.5V，连续波信号，工作20min后测试结果(见表3)。

表3 模块线性增益实测结果

通过对测试结果的对比，GaN功率管优势明显:效率高、带宽宽、增益高、适应高温能力强。可连续波、脉冲工作，对S波段Si功率器件有较大的冲击，同时又对用户提出了更高的要求。测试中我们也发现一些问题，管子在脉冲下工作时，栅极电压受漏极电压牵引较大，对管子的可靠性有较大的考验，特别是在多路功率合成中可能存在较大的问题，必然会引起各路电源之间的干扰(见表4)。

表4 几种典型器件参数对比

对于GaN功率管的研究，我们将会一直继续下去，因为它将对于推动宽禁带功率放大器的应用具有重要意义，同时在雷达、通讯系统等领域的宽带、高效率、高功率等方面的发展具有积极的推进作用。

5 应用前景

本文放大器采用了微波GaN MOSFET作为基本放大器件，它既能连续波工作，又能以脉冲工作，对其高增益、高效率、带宽宽的优异性能得到验证。从放大器测试结果可以看出，功放的设计研制是成功的，取得了预期效果。结合以往的设计及工程经验，我们可以做平面合成，甚至作空间合成，若工程需要完全可以实现千瓦级甚至更大功率的合成输出功率。

［1］刘海涛，陈启秀.宽禁带半导体功率器件［J］.半导体技术，1999，(2).

［2］朱洪伟，黄宁，诸建平.宽带固态功率放大器的设计实现［J］.电子测量与仪器学报(增刊)，2009.

［3］Edward D.Ostroff Michael Borkowski et al.Solid-State Radar Transmitters.

［4］王文祥.微波工程技术［M］.北京:国防工业出版社.