适用于WLAN接收机的高线性电流模式混频器设计

李天昊，李 斌，王旭东，王鑫华，李企帆

(中国电子科技集团公司 第54研究所，石家庄 050081)

0 引言

无线局域网(WLAN，wireless local area network)的发展主要基于电气与电子工程师协会(IEEE，institute of electrical and electronics engineers)制定的IEEE 802.11标准。此标准的不断发展、迭代和升级，提升了WLAN的速度、容量和性能，推动了无线网络的进步。迅速增长的无线局域网市场，对设计用于WLAN的低成本和高性能接收机提出了很高的要求[1-2]。而混频器作为射频接收前端的关键模块之一，其性能决定了接收信号的质量。

混频器的性能通常用转换增益、噪声系数以及线性度来表征。其中，线性度对混频器的性能至关重要。在多信号环境下，混频器的非线性会导致不同频率的信号相互作用，产生互调失真[3]。这些互调产物可能落入接收带内，干扰所需信号的接收，从而降低接收系统的性能。此外，混频器的线性度直接影响其动态范围[4]，即混频器能够处理的信号强度范围。较高的线性度意味着混频器可以在不产生可观测非线性失真的情况下处理更大范围的信号强度。因此，混频器的线性度决定了其抗干扰性能和接收最大信号的能力。

电流模式混频器架构因其高线性特性[5-10]，被广泛应用于高性能接收系统中。电流模式混频器与电压模式混频器相比具有一些明显的优势，尤其是在线性度方面。线性度是评价混频器性能的重要指标，直接影响到无线接收机在实际应用中的表现。电流模式混频器的开关级输出端是电流输出，由于电流是直接由输入信号控制的，因此对于输入信号的幅度变化不太敏感，从而具有较大的动态范围。这意味着在不同输入信号条件下，电流模式混频器能够保持较好的线性度，输出信号与输入信号之间的关系较为稳定，有利于减小非线性失真，提高混频器的性能表现。其次，电流模式混频器对于输入信号的阻抗变化相对较为敏感，这一特性也有助于提高线性度。在实际应用中，输入信号的阻抗可能会随着频率的变化而发生改变，而电流模式混频器能够更好地适应这种变化，保持较好的线性度，避免因阻抗变化而引起的非线性失真。因此，在一些对线性度要求较高的应用场景中，电流模式混频器通常会是更好的选择。

基于以上研究与分析，提出了一款工作频率为2.4 GHz，适用于IEEE 802.11 b/g/n/ax标准WLAN接收机的混频器。针对WLAN接收机对低成本的需求，本次设计采用180 nm RFCMOS工艺，同时选用结构简单的零中频接收机架构。针对WLAN接收机对线性度的需求，混频器设计为电流模式，通过选用双平衡无源混频开关电路、加入电流注入式的直流失调校准电路以及优化改进跨阻放大器中的OTA电路提高了混频器的线性度。经仿真验证，电流模式混频器的中频带宽可达20 MHz；转换增益最高可达38 dB，最低为21 dB；噪声系数在最高增益下为8.46 dB；输入三阶交调点在最低增益下可达13.72 dBm。

1 电流模式混频器结构及原理

电流模式混频器采用零中频接收机架构，零中频接收机又称直接下变频接收机，其结构如图1所示。输入信号经低噪声放大器(LNA，low noise amplifier)处理后[11]，进入IQ两路的跨导级(Gm)电路，再经混频开关级混频，最后通过跨阻放大器输出。相较于超外差式接收机，零中频接收机结构简单，可在低成本的前提下提高接收机的片内集成度，但同时也存在直流失调[12-14]、二阶交调和本振泄漏等非理想因素的问题。

图1 零中频接收机和电流模式混频器结构图

电流模式混频器结构如图1所示，主要包括跨导级，混频开关级和跨阻放大器3部分。跨导级电路将输入射频电压信号转变为射频电流信号，射频电流信号在混频开关级混频得到中频的电流信号，该电流信号最终通过跨阻放大器再次转换为电压信号。跨导级电路采用带有共模反馈环路的差分共源放大器结构，且两级跨导可以进行两种工作状态的切换，进而提供两种增益。混频开关级的混频通过加在栅极的本振信号控制晶体管导通与否而实现。开关级等效阻抗ZMIX的计算公式为：

(1)

其中：fLO为本振信号的频率，CPAR为跨导级电路输出端的寄生电容。跨阻放大器是电流模式混频器的最后一级，由一个带共模反馈电路的两级运算放大器和RC反馈网络组成。它为混频开关级提供非常低的输出阻抗，即跨阻放大器的输入阻抗非常低。

在设计电流模式混频器的过程中，需要对信号形式变化和阻抗形式变化进行分析，如图2所示。

图2 信号形式变化与阻抗形式变化

跨导级将电压信号转换成电流信号：

iRF(t)=gmvRF(t)

(2)

混频开关级将射频电流信号iRF转换为基带电流信号iBB：

(3)

则基带电压信号vBB通过计算可得：

(4)

其中：zBB为基带阻抗。经过Laplace变换后混频器的电压转换增益GainC为[14]：

(5)

混频器的转换增益、噪声系数和线性度之间存在互相制约的关系。当混频器的增益增加时，会降低噪声系数，但同时也会使线性度降低。若想提高混频器以及接收机的性能，就需要对各个指标进行更好的优化权衡。混频器是接收机中的变频器件，也是引入非线性误差最大的部分。因此，混频器的线性度决定了其抗干扰性能和接收机处理最大信号的能力。

2 电路设计

2.1 跨导级设计

跨导级作为电流模式混频器的第一级电路模块，将输入射频电压信号转变为射频电流信号。跨导级放大器电路的设计如图3所示，这里采用带有共模反馈环路的差分共源放大器结构，且两级跨导可以提供两种工作状态：第一级跨导固定导通，以保证固定跨导不会太低；第二级跨导在第一级的基础上，通过控制字VC控制位于电流源NMOS管(M8)栅极的两个NMOS开关控制管(M9、M10)的导通与关断，进而控制第二级跨导的导通与否，从而提高跨导级电路提供的跨导。这种两级跨导电路结构为电流模式混频器提供了两种增益可调，实现了增益和功耗的可重构，增加了电路性能的灵活性。同时，在M1、M2的漏极和M3、M4的栅极之间加入了共模反馈放大器，形成了共模反馈环路，以避免电压的不稳定和输入阻抗的不匹配，提高了跨导放大器的共模稳定性。

图3 跨导级放大器电路结构图

由图3可知，当VC低电平时，M9关断，M10导通，M10存在的意义就是为了避免当M9关断时M8的栅极电位处于未知状态。此时M8因栅极低电位而关断，第二级跨导不工作，第一级跨导单独工作，提供固定跨导；当VC为高电平时，M9导通，M10关断。此时M8的栅极电位被拉到偏置电压VB而导通，第二级跨导导通工作，提高了跨导级电路所提供的跨导，进而提高了混频器的增益。

此外，为了获得较好线性度性能，在跨导级电路的设计过程中，需要对输入跨导管的尺寸做折中。长沟道长度的晶体管在恒定电流的条件下有大的沟道电阻，大的晶体管宽度也意味着大的寄生电容。沟道电阻和寄生电容共同决定跨导级的输出阻抗。跨导级的输出阻抗大小决定了线性度的好坏。当沟道长度增加时，跨导级的输出阻抗因沟道电阻的增加而增加，这有利于线性度的提升。但同时，晶体管宽度太大会使其寄生电容过大，进而降低线性度。因此，需要平衡沟道电阻和寄生电容的影响以获得较好的线性度。

2.2 混频器开关级设计

两种最常见的混频器电路结构分别为有源混频器和无源混频器。传统的吉尔伯特混频器结构是最常见有源混频器结构，它具有良好的转换增益和低本振驱动功耗要求。然而，有源混频器由跨导级和开关级组成，需要提供较高的电源电压，不利于低功耗设计。同时，跨导级产生的非线性也会导致有源混频器的线性度比较低。

无源混频器一般情况下由两对工作在开关模式下的NMOS管组成。它们拓扑结构简单，不需要任何外部直流电流[15-17]。因此，高线性度、足够的带宽、低噪声系数都是无源混频器的突出优势。就整个射频信号路径而言，线性度是射频电路最重要的特性之一。无源混频器以其高线性度性能而成为本设计的选择。

如图4所示，电流模式混频器开关电路选择双平衡无源混频器结构。相比于单平衡混频器，双平衡混频器结构能够减少一定的本振-中频馈通，提供更好的线性度[18]。图中电容CC为跨导级和开关级之间的交流耦合电容，它的隔直作用衰减了低频的干扰信号，开关晶体管中无直流分量，因而具有更好的闪烁噪声特性[19]。

图4 双平衡无源混频开关电路结构图

另外，在开关电路设计过程中，也需要对开关管尺寸做折中以平衡线性度和噪声性能。当开关管尺寸较大时，开关导通电阻较小，但同时寄生电容较大，这虽然能得到更高的线性度，但不利于噪声性能；当开关管尺寸较小时，在噪声性能提升的情况之下，线性度就会变差。因此，在折中考虑开关管尺寸时，做到在导通电阻尽量小的情况下，其寄生电容最小。

2.3 直流失调校准电路设计

零中频接收机结构简单，功耗低，通过消除中频级和前端滤波器的镜像抑制需求，可以显著提高接收机的片内集成度。然而，使用这种拓扑结构会产生一些额外的问题，例如二阶交调、直流失调和带内本振泄漏，而这些问题在使用超外差接收机时是不存在的。因此，零中频接收器的物理实现已多次被证明是性能和片上集成水平之间的折中。这些性能标准中最具挑战性的一个是在不使用片外元件(如大隔直电容)的情况下有效消除直流失调。 在零中频接收机中，混频器后面紧跟着一系列高增益直接耦合放大器，这些放大器可以放大小电平的直流失调并使后续级饱和，进而影响后级模数转换器接收到的信号幅度。因此，接收机的灵敏度可以直接受到混频器输出的直流失调分量的限制。混频器的直流失调可分为两个部分：恒定失调和时变失调。恒定的直流失调可归因于混频器元件之间的失配，而时变直流失调则由本振的自混频产生。带内本振信号可以通过泄漏或辐射穿透射频前端，并通过在下变频混频器中自混频产生直流失调电压。这种直流失调的电压取决于天线的时变负载，也可以随时间而变化。通常情况下，通过选择偶次谐波混频器拓扑，使用带外本振代替带内本振，可以减轻本振泄漏，从而减少直流失调的时变分量。

本设计采用了电流注入式的直流失调校准电路，如图5所示。偶次谐波交调会恶化电路的线性度。对此，通过控制电流源晶体管栅极电压的方式进行校准。为了实现外部控制端Vb对电流连续可调，通过加入误差反馈放大器以控制M1、M2、M3的栅极电压，进而控制流入跨阻放大器中的电流。当跨阻放大器输出端的电压偏置相等时，停止插入补偿电流。

图5 直流失调校准电路原理图

外部模拟控制电压在0.9～1.5 V变化时，可将输出信号正负端的偏置点调至相等，从而实现直流失调的校准，如图6所示。

图6 输出直流失调随控制电压的变化结果

2.4 跨阻放大器设计

2.4.1 跨阻放大器结构与分析

基于跨导运算放大器(OTA，operational transconductance amplifier)实现的跨阻放大器(TIA，transimpedance amplifier)是电流模式混频器的最后一级电路模块，它将前级开关级混频得到的中频电流信号再次转变为电压信号，其结构如图7所示，它由OTA和电阻电容反馈网络组成。

图7 跨阻放大器电路结构图

当有源RC跨阻级在混频开关级输出处提供非常低的阻抗，即跨阻放大器的输入阻抗非常低时，才能使得几乎所有来自混频器开关电路的电流都流入跨阻放大器。这保证了电流模式混频器的高度线性。图8为跨阻放大器的小信号等效电路。ZIN，TIA为跨阻放大器的输入阻抗，其计算公式为：

图8 跨阻放大器的小信号等效电路图

ZIN，TIA(jω)=

(6)

(7)

(8)

其中：GmOTA为OTA的等效跨导，CI为OTA输入端的寄生电容，CO为OTA输出端的寄生电容，RO为OTA的输出电阻，RT为TIA的反馈电阻，CT为TIA的反馈电容。

由上式可知，ZIN，TIA会随着CT的增加而降低。这样虽然可以提高混频器的线性度，但是跨阻放大器的RC环路可能因此不稳定。与此同时，需要减小RT以保持中频带宽不变。而RT的减小会降低混频器整体的转换增益，恶化其噪声系数。鉴于以上分析，在跨阻放大器的设计过程中，需要合理选取RT和CT的大小以更好地权衡转换增益、噪声和线性度性能。

在中频频率比较高的情况下，OTA的增益会降低，OTA的等效跨导会减小。由式可知，TIA的输入阻抗会随着GmOTA的减小而增加，最终恶化了前级开关和TIA的线性度。与此同时，随着频率的不断增加，ZT和ZO会逐渐减小，进而降低TIA的输入阻抗。通过反馈调节，OTA增益下降所造成的不良影响得以缓解，提高了电流模式混频器的线性度。

2.4.2 OTA设计

跨导运算放大器的性能优劣对电流模式混频器的性能至关重要。由2.4.1节分析可知，大的中频带宽需要高增益带宽积的差分运算放大器，以保证OTA具有足够的增益，进而使TIA的输入阻抗足够小以保证混频器的线性度。但由于传统架构的密勒补偿两级运算放大器加共模反馈电路一共是三级，这样就会导致相位裕度难以满足要求，同时运放的共模稳定性不高。通过采用前馈补偿技术和漏极反馈的共模反馈电路，对OTA进行了改进设计，在保证大的增益带宽积的基础上，可以显著提高运算放大器的共模稳定性。OTA改进设计电路结构如图9所示。

图9 OTA改进设计电路结构图

为了让ZIN，TIA在中频频率较高时保持较低水平，进而保证电流模式混频器的线性度，OTA拥有高带宽是很有必要的。传统的密勒补偿两极运放加入了补偿电阻RC和补偿电容CC，通过引进一个零点来抵消一个非主极点。这种补偿方式虽然提高了运算放大器的稳定性，但会使主极点更加向低频靠近，导致极点分离现象的发生，最终让OTA的带宽降低。基于以上分析可知，传统架构并不适用于电流模式射频前端混频器的应用。改进设计的OTA如图7所示，OTA的放大级和传统架构类似，放大级的第一级包括晶体管M1、M2、M3、M4，放大级的第二级为M5、M6、M7、M8，米勒补偿电阻RC和补偿电容CC在第一级与第二级之间。在此基础上，本设计又在此位置加入了两对前馈补偿电容CF与补偿电阻RF，OTA的带宽因为引入额外的零极点得以提高。这种结构的OTA电路的零极点通过计算可得：

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

其中：gm为M7与M8的跨导，Rout1为OTA第一级的输出阻抗，Rout2为OTA第二级的输出阻抗，Cout2为OTA第二级输出端的寄生电容。两个零点的位置由CF和RF决定，因此两个极点可以通过灵活配置CF、RF的大小被抵消，有效提高了OTA的带宽。

3 仿真结果与分析

基于180 nm RFCMOS工艺绘制了电流模式混频器的版图，如图10所示。其尺寸为644 μm×490 μm，开关级混频开关采用射频MOS管，其余部分采用普通的MOS管。电容采用min电容，电阻采用rpposab电阻。由于混频器采用差分放大结构，两路通路间的失配可能会导致端口间的馈通，影响线性度，因而差分的两路版图设计时要注意其对称性[19]。混频器的跨导级采用带共模反馈放大器的差分放大结构，版图中输入差分对和负载电流源采用交叉对称的结构，降低跨导放大器的失配风险；开关级本振通路严格对称，降低开关失配和通道噪声；本振放大器周围加一层保护环，尽量消除本振信号通过MOS寄生电容对衬底的干扰；跨阻级为降低失配的风险，其电阻和电容阵列采用严格对称的方式，差分放大器采用交叉对称的方式。整个混频器版图，上下两边I，Q通路严格对称，本振信号从右边的电容耦合进来，进入I，Q路的开关级的本振放大器，并保证I，Q本振信号通路走线严格对称，降低了混频器的I，Q失调。

图10 电流模式混频器版图

对混频器的转换增益、噪声系数和线性度性能指标进行仿真，转换增益的仿真结果如图11所示。本振信号频率为2.4 GHz，通过控制字VC和TIA的可变反馈电阻，实现了混频器的四档增益可调。当VC为高电平，即两级跨导同时工作时，混频器的转换增益可在反馈电阻取值4 kΩ和2 kΩ时达到38 dB和32 dB；当VC为低电平，即只有第一级跨导单独工作时，增益可在两种电阻取值下达到27 dB和21 dB。由此可见，两种工作状态下的跨导，得到相差近12 dB的转换增益；两种TIA反馈电阻的取值，得到相差6 dB的转换增益。四档增益步长平均为6 dB，较为稳定。从图可以看出，混频器的转换增益曲线在中频频率为0～20 MHz时比较平坦，增益性能比较稳定，满足WLAN接收机对于混频器中频带宽和转换增益的需求。

图11 转换增益仿真结果图

混频器噪声系数的仿真结果如图12所示。在高增益的状态下，噪声得到了较好的抑制，噪声系数在中频频率20 MHz时为8.46 dB，小于10 dB；在低增益状态下，噪声系数为14.25 dB，噪声性能相对高增益较差，但也符合混频器对噪声系数的要求。

图12 噪声系数仿真结果图

虽然在低增益状态下噪声系数性能相对一般，但线性度可以达到很好的性能。线性度的仿真结果如图13所示。当本振信号频率为2.4 GHz，混频器的转换增益为20.9 dB时，输入三阶交调点(IIP3)为13.72 dBm，实现了预期的高线性性能，满足WLAN接收机对于线性度的需求。

图13 线性度仿真结果图

将上述设计的电流模式混频器与其他混频器各性能指标进行对比，详见表1。通过对比可以看出，在同等线性度下，本设计有更高的转换增益；在同等增益下，本设计有更高的线性度。因此，本设计的混频器在增益、噪声系数和线性度性能之间实现了更好的权衡。

表1 性能指标对比表

4 结束语

提出了一款基于180 nm RFCMOS工艺设计的高线性电流模式混频器，该混频器采用零中频接收机架构，工作频段为2.4 GHz，适用于IEEE 802.11 b/g/n/ax标准的WLAN接收机。通过选用双平衡无源混频开关电路，加入电流注入式的直流失调校准电路以及优化改进TIA中的OTA电路提高了混频器的线性度；通过两种工作状态的跨导级以及两种TIA反馈电阻的取值变化实现了四档转换增益可调节。仿真结果最终表明，当本振频率为2.4 GHz时，中频带宽可达20 MHz；转换增益最高可达38 dB，最低为21 dB；噪声系数在最高增益下为8.46 dB；输入三阶交调点在最低增益下可达13.72 dBm，实现了高线性的预期。本文提出的混频器，在低成本的前提下，实现了各个指标之间更好的权衡，符合高线性电流模式混频器的设计要求，能够满足WLAN接收机对低成本和高线性的设计需求。