应用于信道产品中混频器的简单分析

王燕君，肖 琳

（中国电子科技集团公司第十研究所，成都 610036）

0 引言

随着通信系统的发展，混频器广泛的应用于各种通信设备中，如超外差接收机，就是利用混频将接收到的高频信号变成一个固定的中频信号，再进行放大，从而使接收机的灵敏度和选择性大大提高。此外，在发射机里也要利用混频器来改变载频，混频是个典型的频谱搬移过程，这个过程在实际生产中通过非线性器件来实现。常用的混频器有晶体管混频器和场效应管混频器，在实际生产中用得最多的是晶体管双平衡混频器。

1 双平衡混频器（DBM）分析

图1为双平衡混频器的原理图，该混频器采用了四个特性相同的混频二极管接成环形。本振和信号通过变压器耦合，将不平衡的输入变换为平衡的输出，再加到二极管桥路的两对角上。中频从本振或信号输入变压器的中心点引出。

图1 双平衡混频器原理图

由本振偶次谐波差拍产生的电流在中频负载上互相抵消，而由本振奇次谐波差拍产生的电流在中频负载上互相叠加。由本振奇次谐波差拍产生的电流出现在中频端，而由本振偶次谐波差拍产生的电流出现在信号输入端。这是双平衡混频器的重要特点。

2 混频器重要指标

2.1 变频损耗

混频器的变频损耗是其最基本的一个指标，对接收机而言，混频器变频损耗直接影响到接收机的接收灵敏度，变频损耗增大了，变频后的中频信号变小，噪声电平抬高，使输出信噪比降低，接收灵敏度降低。对发射机而言，混频器变频损耗也直接影响发射的功率，从而影响电台通信距离。

影响混频器变频损耗有几个，通常使用的混频器一般带宽都很宽，其变频损耗在很宽的频带内会有一些波动，因此，在器件选型的时候要尽量选择合适的混频器，使用其变频损耗波动小的频段。另外，如果本振驱动不够的话，变频损耗也会增加，生产中信道产品上常用的混频器都是+7dBm 本振驱动（现有的混频器本振驱动有：+7dBm，+10dBm，+13dBm，+17dBm，+23dBm，+27dBm），该类混频器在本振输入0dBm 以上情况下都能够正常工作，变频损耗几乎也不会受影响。

2.2 1dB 压缩点

混频器的1dB 压缩点反映了混频器的线性程度，它对比较混频器间的动态范围、最大输出功率、互调等非常有用。输入信号超过混频器的压缩点后，输出中频达到一个最大的或完全饱和的功率，即1分贝压缩点输出功率（P1dB），信号的失真度也逐渐变大。

图2列出了不同本振驱动的混频器的1dB 压缩点，电台发射机和接收机中常用的TUF-3，TUF-5等型号混频器的1dB 压缩点都在1dBm，实际应用中其输入RF 都未超过1dBm，故不会对收发信号的失真度产生影响。

图2 不同本振驱动的混频器的1dB压缩点

2.3 输入输出截点（IP）与互调

混频器的截点是设计电路时应该着重考虑的一个指标。当两个或多正弦信号经过混频器时，此时由于混频器的非线性作用，会输出多种频率分量，其中以双音三阶互调分量的功率电平最大，RF增加1dB，互调分量会增加3dB，它是非线性中的三次项产生的，假设两基频信号的频率分别是F1和F2，那么，三阶互调分量的频率为2F1-F2和2F2-F1，由于该频率落在频带内，是非线性产物。混频器的输入/输出三阶截点就是具体指三阶谐波与输入端基波电平相同时对应的输入/输出功率电平，如图3所示。它在不同频段有所不同，在混频器的Low 频段，IP3比1dB 压缩点高15dB左右，在Mid 频段和Upper 频段，IP3比1dB 压缩点高10dB 左右。

根据混频器的3阶截点和其射频输入幅度及频率可以照下述方法计算其输出三阶互调（IM3）：

①找出混频器的1dB 压缩点。

②确定该混频器在使用频率上的IP3。③算出射频输入幅度和IP3的差值，再用该差值乘以谐波的阶数3。

④用IP3减去3）中的结果，差值即为输出三阶互调（IM3）。

用上述方法可以计算在某接收机和发射机中混频器输出的三阶互调。

设已知某激励模块中混频器（TUF-5）输入RFin 为-20dBm（两个干扰射频等幅输入），其使用频率在混频器的Low 频段。可计算出该混频器输出三阶互调的电平值。

解：1dB 压缩点根据查上表得到，其值为1dBm

IP3=1dBm+15dBm=16dBm

（IP3-RFin）*3=[16dBm-（-20dBm）]*3=108dBm

16dBm-108dBm=-124dBm

经实际测试，某激励模块中混频器输入端频谱纯净，故对该它来说，不用考虑其双音三阶互调的影响。

图3 三阶谐波与输入端基波电平相同时对应的输入/输出功率电平

2.4 组合频率干扰

混频器的输入端的信号电压与本振电压产生混频作用后，在输出端除了有fI±fC 外，如果还有其他的组合频率分量也落在中频滤波器的通频带内，即pfL-qfc=±fI±Δf0.7，则它们和有用的中频信号一样，可以通过后面的中频放大器放大。在接收机中，经过后端检波器的非线性变换，就会产生差拍信号，接收机输出端就会听到一种干扰哨声。在发射机里，就会使输出杂散变大，发射信号的频谱变差。

例如：126 电台激励模块中中频为898.144MHz，发射300MHz 频点时，其本振频率为1198.144MHz，输出300MHz信号在（300±1.856）MHz 处出现一较大杂散，杂散抑制比为68dBc。该杂散即为上式中p 和q 恰好取到某个值而产生出的组合频率干扰。p，q 的组合如下：

1198.144MHz×4-898.144MHz×5=300MHz-1.856MHz

898.144MHz×3-1198.144MHz×2=300MHz+1.856MHz

因此，要合理地选择中频频率，将产生干扰最强的干扰哨声频率移到接收/发射频段外，可大大减小这种影响。

3 一种性能良好的场效应管（FET）混频器

无源FET 混频器，有许多优点超过了有源混频器和二极管双平衡混频器（DBM）。它的动态范围和线性非常好，超过了DBM，并且IP3非常高（30dBm 以上），没有1/fnoise，噪声小，只有FET 自身的热噪音等优点。图4为双平衡场效应管混频器示意图。

图4双平衡场效应管混频器

由于该类混频器的线性非常好，输出谐波成分小；三个端口都采用了平衡设计，R-L 隔离度更好。我们使用此类混频器代替2.4中126激励模块的混频器TUF-5进行实验，得到很好的效果。300MHz 频点的杂散抑制比达到75dBc 以上，比晶体管组成的双平衡混频器提高了7dB。

如果采用双环三平衡FET 混频器，其性能要更优，但其在成本和体积上将有所增加，需综合考虑。

4 结束语

随着无线通信市场份额的不断增加，信道产品中接收机与发射机的性能很大程度上依赖于混频器件。各种新型设计的混频器渐渐出现，在设计和生产的过程中，需要深入学习，选择适合自己电路的混频器。