一种低噪声、高PSRR 的LDO 设计

黎佳欣

（上海电力大学电子与信息工程学院，上海 200120）

LDO 产生的电压对供电噪声的敏感度为LDO 的一个关键性能[1-5]。传统LDO 中的大输出电容可以提高PSRR，提高回路稳定性，但它增加了印刷电路板的面积。因此，开发了无输出电容的LDO（Output Capacitor Less-LDO，OCL-LDO）[6-9]。

跨导放大器、前馈技术等方法的提出都具有一定的弊端[10-12]。为了解决上述不足，提出并实现了一种具有双缓冲的OCL-LDO 技术。所提议的结构只是简单地重用了缓冲区阶段在不使用大电阻和电容的情况下，获得小的电源纹波和高负载电流，并采用预放大级结构来降低EA 的噪声。

1 LDO的电路架构以及分析

1.1 LDO的噪声分析

在提出的LDO 结构中，在传统EA 之前加入BJT预放大阶段，以有效地降低EA 的1/f噪声。BJT 预扩增阶段的增益为AV=gMR，其中，gM为BJT 的跨导率。传统EA 的1/f噪声为

该文BJT 预放大级输入的1/f噪声为：

根据式（2），在传统EA 之前加入BJT 预放大级，可以将输入的1/f噪声降低倍。当AV为5 时，输入的1/f噪声降低到传统噪声的。通过将MOS 晶体管的宽度增加25 倍，也可以达到同样的效果。但是，增加低频极点会限制带宽，增加寄生电容并降低响应速度。因此，在固定的功率限制下，很难同时实现LDO 的低噪声和高响应速度。

1.2 LDO的PSRR分析

如图1 所示前馈缓冲器的小信号模型，同时考虑了EA 的输出和电源纹波Vdd。

图1 双缓冲器的小信号模型

如图2 所示为LDO 电路的电源纹波信号流。

图2 电路纹波信号流的模型

PSRR 的传递函数如下：

式中，Cg12为M12 的门等效电容，pg为前馈路径的主极点，前馈路径的频率极高。根据式（4），在理论上，通过满足以下表达式，一旦PSRR 等于0，理论上VOUT将会对供电电源波纹不敏感。

如式（5），通过设计合适的M12 和M13 的W/L，可以获得较高的PSRR。

2 核心电路设计

如图3 所示，在传统EA 之前增加了一个BJT 预放大级，以提高LDO 的噪声性能。

图3 所提出的LDO的电路图

所提出的LDO 主要由BJT T1和T2、电阻R3和R4以及MOS 晶体管M1 组成。信号VREF 和VFB 被T1和T2放大，它们受VB 偏置并提供偏置电流。R3的阻值与R4相同，以保证预放大阶段的匹配。

带双缓冲技术的OCL-LDO 由偏置、带补偿电容器的两级EA、双缓冲块和输出级组成。由M1、M3和M8 形成的快速跨导阶段，提供了另一个更稳定的信号电流，产生一个左半平面零点，提高系统的稳定性。双缓冲区由MB5、M9-M13 组成，包括一个NMOS 缓冲区和一个PMOS 缓冲区。由M12 和M13组成的PMOS 缓冲器，不仅移动位于功率晶体管栅极的极点到更高的频率，而且还作为电源纹波前馈放大器和求和放大器。使用二极管连接的NMOS M9代替低通滤波器来去除充电电容和电阻。因此，M12 的栅极被认为是交流接地，供电噪声直接馈送到MP 的栅极，增益近似于gM12/gM13。此外，为了提高负载能力，将一个由M10 和M11 组成的NMOS 缓冲区连接到EA 的输出端。EA 的输出电压由于额外的缓冲器而升高，这保证了第二阶段在饱和区内工作。

所提出的LDO 小信号模型如图4 所示。

图4 所提出的LDO的小信号模型

一个米勒电容连接在输出和V2之间，以分裂两极，使p2成为主极。然而，当负载电流较小时，很难保证稳定性。MP 在轻载条件下在截止区域工作，gMPrL的增加提高了回路增益。因此，输出极点接近于非主导极点，从而在增益-带宽积（GBW）附近产生一个共轭极点。

为了解决这一问题，引入了一种带有补偿电容Cq的快速前馈路径来降低共轭极点的质量因数。由于零点和极点的位置随负载电流的变化，在不同负载条件下的稳定性分析如下。

1）中负荷到重负荷条件下（IL＞100 μA）：在中负荷到重负荷条件下，虽然gMP随着负荷电流的增加而增加，但因此随着IL的增加，回路增益减小。忽略比GBW 大得多的高频零点，用等式给出了简化的传递函数，如式（6）所示：

因为gMP足够大，所以在式（6）中分母的第二项产生两个真正的LHP 极点。极点如式（7）-（9）所示：

零点值如式（10）所示：

考虑到GBW 等于gM2/Cm，z1略大于GBW。因为z1和p2具有相同的数量级，所以z1可以用来抵消p2的影响。此外，由于p3远高于GBW，因此对稳定性的影响不大，因此随着负载电流的增加，稳定性会有所提高。

2）轻负荷条件（IL＜100 μA）：虽然gMP在轻负荷条件下越来越小，但由于尺寸大，gMP仍然比gM2、gM3和gM8都大。根据式（6），很容易发现z1和p1都没有变化。式（6）中分母的二次项可表示为：

式中，ω0为共轭极点的频率，Q为质量因数。如果Q太大，它会在预兆图中产生一个峰值。ω0和Q的计算公式如下：

很明显，通过Cq可略微降低ω0，并且能有效地降低Q值。此外，通过gM8可增加ω0，降低Q。

3 LDO整体电路仿真

图5 所示为在室内和液氮温度下不同值的LDO输出噪声谱密度。

图5 同旁路电容下的输出噪声谱密度

负载电流为150 mV，带有1.5 V 的电源，在输出端有一个50 μF 的电容。可以观察到，如果旁路电容不够大，来自带隙参考的噪声可以占主导地位。根据需求频率下的噪声谱密度的要求，可以使用不同的旁路电容值。

对于一个50 μF 的电容，通过将噪声谱密度从10 Hz 积分到100 kHz，可以得到输出的均方根噪声。在室温和液氮温度下模拟的均方根噪声分别为1.49 μV 和0.99 μV，旁路电容为1 μF。

电路仿真产生1 V 的调节电压，并提供从50 μA到50 mA 的负载电流，最小供电电压为1.2 V。图6 所示为不同加载条件下的仿真图。在最小负载下，达到1.7 MHz GBW 和相位差（PM）为47.5°，在最大负载下，达到1.44 MHz GBW 和PM 为81.4°。

图6 不同负载下的回路增益和相位裕度

图7 所示为提出的LDO 在TT、SS 和FF 角产生稳定的电压，这预示了制作后提出的电路也可以像推导的一样工作。在TT 角供电1.2 V 至2 V 时，可获得2 μV/mA 的良好负载调整率和0.06 mV/V 的线性调整率。与无双缓冲技术相比，在最佳情况下，整个UGF 的PSR 改进超过40 dB。

图7 模拟不同工艺角供电电压和输出电压

如 图8 所 示，在Vdd=1.2 V 和VOUT=1 V 的100 kHz条件下，实现了PSRR 的蒙特卡罗仿真。

图8 使用和不使用PSRR增强电路的PSRR比较

性能参数如表1 所示。由表1 可知，所提出的设计获得了最好的PSRR 以及良好的线路和负载调节。在室温下的输出噪声为1.49 μV，比其他产品要小得多，该LDO 的低频噪声性能得到了显著提高。

表1 性能参数比较

4 结论

该文提出并验证了一种具有预放大级的无输出电容的LDO，在0.2 V 的压降下提供的最大电流为50 mA。详细介绍了其工作原理、电路实现和稳定性分析。特别注意采用双缓冲技术来获得大负载电流的高PSRR。该LDO 整个UGF 的PSRR 改进超过40 dB。静态电流为33 μA，负载调整率为2 μV/mA，线性调整率为0.06 mV/V。该LDO 具有良好的PSRR和高集成性，可广泛应用于噪声环境中的SoC。增加的BJT 预放大级可以提高LDO 的噪声性能。使用50 μF 输出电容，从10 Hz 到100 kHz 的RMS 噪声在室温下小于2 μV，液氮温度77 K 下小于1 μV。