考虑异质器件混用与输出电平倍增的混合型MMC及其调控方法

任 鹏，涂春鸣，侯玉超，郭 祺，刘海军，王 鑫

（1.国家电能变换与控制工程技术研究中心（湖南大学）,湖南省长沙市 410082；2.国网智能电网研究院有限公司,北京市 102209）

0 引言

模块化多电平换流器（modular multilevel converter,MMC）凭借其模块化程度高、可靠性高等优势,被广泛应用于中高压交直流配电网［1-3］。然而,中压场合下MMC 子模块数相对较少,存在运行效率低、功率密度低等问题,其输出波形质量和装置运行损耗优化问题值得持续关注。现有研究主要从调制策略优化、第三代功率器件应用两个角度提升中压MMC 装置的运行性能。

在MMC 的调制策略及优化方面,载波移相脉宽调制（carrier phase-shifted pulse width modulation,CPS-PWM）和最近电平逼近调制（nearest level modulation,NLM）最为常用［4-6］。其中,NLM 易实现,并且开关频率低,可输出N+1 电平电压（N为每个桥臂的模块数）。为提高输出波形质量,NLM 主要应用在输出电平数较高的高压直流输电场景。与NLM 相比,CPS-PWM 输出的电压谐波含量低,且最高可输出2N+1 电平电压,常应用于模块数较少的MMC。但是,CPS-PWM 的器件开关频率高,装置运行损耗大,且控制器设计复杂［7］。针对传统调制策略存在的问题,有研究通过更改NLM 取整函数的舍入区间,错开上下桥臂的动作时间,将MMC输出电压的电平数从N+1 增加到2N+1,减小传统NLM 在低模块数MMC 中的电压谐波［8-9］。以上改进型NLM 可在保持低开关损耗的同时,显著提升MMC 的波形质量。但和CPS-PWM 相比,等效开关频率低、低次谐波含量高。为此,文献［10-11］提出一种将 NLM 和脉宽调制（pulse width modulation,PWM）相结合的NL-PWM 策略。该方法通过重新分配开关脉冲,使得桥臂中仅需一个模块输出高频PWM 波。与传统NLM 策略相比,混合调制策略的等效开关频率更高、谐波含量更少。但是,NL-PWM 策略中高频模块开关动作频率高,装置运行效率难以进一步提升。

在第三代功率器件应用方面,SiC 金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）具备低开关损耗和高开关频率等优势［12-15］,在MMC 中的应用受到国内外诸多关注。但目前SiC MOSFET 研制成本高,若MMC 全部使用SiC MOSFET 模块,必将带来高昂的成本［16-18］。针对这一问题,近年来学者提出了各种Si 和SiC 器件混合使用的MMC 拓扑结构［19-23］。文献［19］提出一种电容开关型MMC 模块,在模块的电容支路中串联SiC MOSFET,利用SiC 二极管的快速恢复特性,减小Si 绝缘栅双极晶体管（IGBT）的开关损耗；文献［20］研究MMC 半桥型模块中Si IGBT 和SiC MOSFET 器件的各类混合配置方式,并对其进行了成本和效率的综合分析；针对MMC 全桥结构,文献［21］提出一种Si IGBT和SiC MOSFET 混合的全桥型模块,将高频开关动作集中在SiC MOSFET 上,减小模块的开关损耗。以上研究均在MMC 模块单元内部混合使用Si 和SiC 器件,可一定程度提高装置效率。但是,MMC所需模块数量多,每个模块都引入SiC 器件的方案成本仍然较高。因此,有学者在NL-PWM 策略基础上,每个桥臂仅用一个SiC 全桥子模块替换Si 半桥子模块,输出NL-PWM 中的高频PWM 波,在提升效率的同时控制了装置成本［22］。在文献［22］所提拓扑基础上,文献［23］将每个桥臂中的一个Si 半桥子模块替换成两个SiC 全桥子模块,每相输出电压电平数增长为2N+1,在提升波形质量的同时减小了SiC MOSFET 器件的电压应力,但相比于文献［22］所提拓扑,该拓扑SiC 器件数量翻倍,装置成本增加。总之,现有在MMC 模块单元内部混合使用Si 和SiC 器件以及采用附加部分纯SiC 模块的方案,SiC MOSFET 器件数量多,成本依然较高。

本文首先提出了一种桥臂内Si 半桥子模块和交流侧SiC 全桥子模块组合的新型异质混合型MMC（hybrid MMC,HMMC）拓扑。其次,对该拓扑工作原理进行分析,提出一种电平数倍增的混合调制策略,将高开关频率集中在SiC MOSFET 上,在改善输出波形质量的同时降低SiC 器件电压应力为Si 器件的一半。然后,对全桥子模块电容电压能量波动进行定量分析,提出了高、低频子模块电容电压均压策略。最后,对不同工况下现有MMC 拓扑和HMMC 的运行损耗、装置成本进行对比,并搭建MATLAB/Simulink 仿真模型验证HMMC 的运行性能。

1 HMMC 拓扑结构

HMMC 拓扑结构如图1 所示,该拓扑主要由HMMC 内部的桥臂子模块和外部整形模块构成。其中,HMMC 内部上、下桥臂分别包含N个使用Si IGBT 器件的半桥子模块（half bridge sub-module,HBSM）。外部整形模块为一个使用SiC MOSFET器件的全桥子模块（full bridge sub-module,FBSM）,其一侧连接桥臂中点,另一侧连接交流输出侧。图1 中：L为 桥 臂 滤 波 电 感；CH为FBSM 电 容 值；CL为HBSM 电容值；uao、ubo、uco为HMMC 三相输出电压；ia、ib、ic为HMMC 三 相 输 出 电 流；Uc为HBSM 直 流侧电容电压值；U′c为FBSM 直流侧电容电压值；Udc为HMMC 公共直流母线电压值。

图1 HMMC 拓扑结构Fig.1 Topology of HMMC

2 HMMC 工作原理

基于HMMC 拓扑,本文提出一种输出电平数倍增的混合调制方法,将输出电平数从传统的N+1提升为2N+1。以a 相分析为例,ustep为HMMC 内部桥臂HBSM 输出的阶梯波电压,uPWM为外部整形模块输出高频整形电压,二者叠加构成HMMC 交流侧输出波形。

2.1 2N+1 电平的NLM 策略

当MMC 上、下桥臂子模块数为N时,传统NLM 可产生N+1 电平的交流电压,桥臂输出电压参考值可表示为：

式中：uup,ref和ulow,ref分别为上、下桥臂输出电压参考值；uao,ref为交流侧输出电压参考值；m为调制系数；ω为交流输出侧电压角频率。

Np、Nn分别为上、下桥臂投入子模块数,表示为：

式中：round（·）为四舍五入函数。

HBSM 电容电压值Uc和MMC 直流侧电压值Udc存在如下关系：

ustep,u、ustep,l分别为上、下桥臂输出电压,阶梯波电压ustep可表示为：

联合式（4）、式（5）和式（6）可得上、下桥臂输出电压的每一个电平台阶值为Uc,交流侧输出电压与参考值误差被限制在0.5Uc内。

为进一步提升NLM 输出电压电平数,减小ustep与参考值误差,一种可输出2N+1 电平的改进型NLM 原理如附录A 图A1 所示。其改进了计算桥臂投入子模块数的逼近函数,错开上、下桥臂电压跳变时间,输出电压电平数增加到2N+1［8］。

附录A 图A1（a）、（b）分别展示了上、下桥臂电压调制原理,依据式（4）修改后,上、下桥臂投入模块数表示为：

式中：N′p、N′n分别为修改后上、下桥臂投入模块数；round0.25（x）函数可根据变量x的小数部分将其舍入到最近的整数,即当x小数部分大于0.25,则向大于x最近的整数舍入,反之则向小于x最近的整数舍入。

引入round0.25（x）函数之后,上、下桥臂调制电压不在同一时间跳变,将式（7）代入式（5）、式（6）可得交流侧输出电压,如附录A 图A1（c）所示。交流侧输出电压ustep电平数从N+1 增长到2N+1,电平之间的阶跃幅值降低为0.5Uc,与参考值的最大误差减小为0.25Uc。

2.2 HMMC 混合调制策略

结合2.1 节所述改进的NLM 策略,HMMC 中的HBSM 设置为低频子模块,输出2N+1 电平的阶梯波电压ustep。由于ustep和参考调制波电压存在0.25Uc的误差,交流输出侧电压仍然存在大量低次谐波。为此,将HMMC 外部的FBSM 设置为高频整形模块,输出高频PWM 波,减小ustep中的低次谐波。

HMMC 的外部整形模块FBSM 输出的高频PWM 波uPWM和 调 制 波uPWM,ref如 图2（a）所 示。uPWM,ref可表示为：

图2 HMMC 调制原理Fig.2 Modulation principle of HMMC

整形模块FBSM 采用单极性PWM 可输出0、±U′c电平的PWM 波。为减小输出电压谐波,U′c设置和ustep中的单个台阶电压值相等,即：

由式（9）可知,FBSM 电容电压仅为HBSM 的一半,故FBSM 中的SiC MOSFET 器件电压应力仅为HBSM 中的Si IGBT 的1/2。

HMMC 交流侧输出电压如图2（b）所示。所提HMMC 混合调制充分利用SiC MOSFET 器件开关损耗低的优势,固定FBSM 输出高频PWM 波,其余桥臂中的HBSM 输出低频阶梯波。所提电平数倍增的混合调制方式可在保证输出波形质量的前提下,降低HMMC 的总开关损耗和SiC MOSFET 器件的电压应力。此外,与基于全SiC 器件的传统MMC 相比,HMMC 每相仅含一个低压SiC 全桥子模块,可显著降低变换器成本。

3 HMMC 电压平衡策略

由于HMMC 采用了高、低频混合调制策略,HBSM 和FBSM 输出电压不同,其直流侧电容能量波动机理尚不明晰。本章首先对FBSM 能量波动情况进行分析,并分别提出FBSM 和HBSM 电压平衡策略。

3.1 FBSM 电容能量波动分析

以a 相FBSM 波动情况分析为例,设HMMC 中a 相输出电压和电流为：

式中：Im为a 相输出电流幅值；Um为a 相输出电压幅值；φ为功率因数角。

联立式（5）—式（8）,FBSM 输出电压uPWM,ref可表示为：

联立式（10）和式（11）,FBSM 的电容能量波动量ΔE可计算为：

令调制度m为1,桥臂子模块数N为8,代入式（12）,得到FBSM 电容的能量波动量ΔE随时间和功率因数角的变化关系,如附录A 图A2 所示。当HMMC 输出有功功率时,FBSM 中累积的能量会逐渐增加,子模块直流侧电容电压会一直升高,难以实现自平衡。

3.2 FBSM 电容电压平衡控制

为了将FBSM 电容电压稳定到参考值,设其电容电压的最大波动阈值为ΔU。U′c,max、U′c,min分别为FBSM 电容最大、最小阈值电压,表示为：

式中：Uc,ave为HBSM 直流侧电容电压平均值。

由2.2 节可知,FBSM 输出高频PWM 波包含0、+U′c和-U′c这3 种电平。在一个工频调制周期内,FBSM 电容充放电状态取决于HMMC 输出电流方向和FBSM 输出电平极性。因此,针对高频模块提出一种电平极性翻转（level polarity reversal,LPR）的电压平衡控制策略。当FBSM 电压超出所设阈值电压时,首先,判断流经该模块的输出电流方向和FBSM 电容电压偏移趋势；其次,翻转输出电平极性,调整其电容充放电时间。以功率因数取1 为例分析（即补偿电流与输出电压同向）,FBSM 电平翻转稳压策略如图3 所示。

图3 FBSM 电容均压控制原理图Fig.3 Schematic diagram of capacitor voltage balancing control of FBSM

首先,定义FBSM 输出的PWM 电压由正脉冲变为负脉冲的变换过程为模式1,如图3（a）所示。在t1～t2时 间 段,ustep0,FBSM 输 出正PWM 波。为使FBSM 输出负PWM 波,现使ustep增加一个电平台阶0.5Uc,阶梯波电压表达式更改为：

其次,定义FBSM 输出PWM 电压由负脉冲变为正脉冲的变换过程为模式2,如图3（b）所示。在t4～t5时间段,ustep>uao,ref,uPWM,ref<0,FBSM 输出负电平PWM 波。为使FBSM 输出正PWM 波,现使ustep减少一个电平台阶0.5Uc,则阶梯波电压表达式更改为：

综上所述,所提LPR 电压平衡控制策略中的2 种电平翻转模式可自由控制FBSM 直流侧电容充放电状态,稳压判断逻辑如附录A 图A3 所示。具体如下：首先,确定LPR 稳压控制时刻,即uPWM,ref的零点；其次,判断FBSM 直流侧电容电压是否超过式（13）的设定阈值；再次,判断输出电流ia极性,结合FBSM 输出电平极性进一步判断电容电压变化趋势；最后,将FBSM 电容电压实际值和阈值电压做比较,确定LPR 的稳压模式。

3.3 HBSM 电容电压平衡控制

受LPR 稳压策略的影响,HBSM 需更改ustep的电平数以满足FBSM 的输出电平翻转动作,HBSM电压控制原理如图4 所示。

图4 HBSM 电压控制原理图Fig.4 Schematic diagram of HBSM voltage control

由式（16）可转化成桥臂子模块2 种投入组合方式,表示为：

由式（17）、式（18）可知,下桥臂额外投入一个子模块或上桥臂切除一个已投入子模块均可满足增加一个电平台阶的要求。其中,图4（a）、（b）中和分别对应变化后的上、下桥臂电压。

由式（19）、式（20）可知,下桥臂切除一个已投入的子模块或上桥臂额外投入一个子模块均可满足减少一个电平台阶的要求。其中,图4（c）、（d）中和分别对应变化后的上、下桥臂电压。

综上所述,FBSM 进行模式1 或模式2 电平翻转时,将会改变桥臂HBSM 投入总数。如图4 所示,HMMC 桥臂内HBSM 投入数增加或减少一个均满足FBSM 电平翻转要求。

传统NLM 方法中,上、下桥臂输出电压需满足：

然而,HBSM 数量波动会对HMMC 内部循环电流产生影响,具体分析如下。

HMMC 循环电流等效电路如图5 所示。图中：uarm为桥臂HBSM 投入子模块产生的电压之和；uL为桥臂电感上的电压；icir为循环电流。

图5 HMMC 循环电流分析Fig.5 Cyclic current analysis of HMMC

根据桥臂HBSM 电压之和大小可分为以下2 种情况。

1）当桥臂总电压小于直流母线电压,即uarm0,循环电流icir向参考方向增大。因此,将桥臂额外投入一个子模块,如图5（a）所示。u′arm为额外投入一个子模块后的桥臂电压之和,存在如下关系：

因此,额外投入一个子模块后,桥臂电感上的压降减小,可减缓循环电流的增大速度。

2）当uarm>Udc时,uL<0,循 环 电 流icir向 参 考 方向减小。因此,将桥臂切除一个已投入子模块（等效投入一个电压为-Uc的电压源）,如图5（b）所示。桥臂电压变为u′arm,存在如下关系：

因此,切除一个子模块后,桥臂电感上的压降减小,可减缓循环电流的减小速度。

为满足式（21）中桥臂电压和HMMC 直流侧电压的动态平衡,所提HBSM 稳压策略如附录A 图A4 所示。具体如下：首先,检测FBSM 是否进入电平翻转稳压策略；其次,比较HMMC 公共母线电压和桥臂总电压大小,确定合适的桥臂投入子模块总数,维持HMMC 交、直流侧电压平衡；最后,采用电容电压排序均压策略［24］,选择各桥臂投入子模块序号。

4 仿真和实验验证

为验证本文所提HMMC 拓扑和调制策略的正确性和有效性,本文搭建了Simulink 仿真模型和HMMC 单相实验平台,参数设置如表1 所示。

表1 仿真及实验参数Table 1 Simulation and experimental parameters

4.1 HMMC 输出波形仿真验证

在MATLAB/Simulink 平台中搭建额定功率10 kV/1.5 MW 的HMMC 系 统 模 型,HMMC 系 统a 相输出电压仿真波形如图6 所示。

图6 HMMC 仿真波形Fig.6 HMMC simulation waveforms

图6（a）为HMMC 交流侧电 压仿真波 形,由于桥臂各配置了8 个HBSM,交流侧输出电平数达到17 个。其中,上桥臂HBSM 输出电压仿真波形如图6（b）所示（以HBSM1为例）；FBSM 输出电压仿真波形如图6（c）所示。HMMC 系统a 相循环电流仿真结果如附录A 图A5 所示,环流在直流分量上下具有较小波动量。

附录A 图A6 为HMMC 子模块电容电压仿真波形。由于输出2N+1 电平调制方法中,桥臂总模块 投 入 数 在N和N+1 之 间 跳 变［8］,故HBSM 电 容电压稳定值略低于额定值,约为1 170 V。上、下桥臂HBSM 电容电压波形分别如附录A 图A6（a）、（b）所示。FBSM 电容电压稳定在600 V 左右,如附录A 图A6（c）所示。

4.2 HMMC 输出波形实验验证

为进一步验证所提HMMC 方案的可行性以及器件开关动作的分布情况,在附录A 图A7 所示的单相HMMC 平台进行实验。

以a 相分析为例,HMMC 中各模块输出电压实验波形如图7 所示。图中：HBSM（以上桥臂HBSM1为例）采用NLM,输出开关频率较低的两电平方波电压uHBSM1；FBSM 采用PWM,输出正或负的10 kHz 脉冲电压uPWM；FBSM 输出电压uPWM和内部桥臂阶梯波电压ustep叠加得HMMC 输出电压uao。

附录A 图A8 为HMMC 子模块电容电压实验波形。FBSM 电容电压ucFBSM可稳定到95 V,电压波动为6 V；HBSM（以上桥臂HBSM1为例）电容电压ucHBSM可稳定到190 V,电压波动为28 V。

5 损耗和成本对比

5.1 不同拓扑方案成本对比

全Si IGBT 器 件MMC（Si MMC）、全SiC MOSFET 器件MMC（SiC MMC）、文献［23］所提拓扑和HMMC 拓扑的成本对比如表2 所示。以上4 种拓扑直流母线电压均为10 kV,Si MMC、SiC MMC 和HMMC 桥 臂 中HBSM 数 均 为8,文 献［23］所提拓扑HBSM 数为7。其中,Si IGBT 型号为FF300R17KE4P,耐压值为1.7 kV,单价为132美 元；SiC MOSFET 型 号 为CAS300M17BM2 和CAS300M12BM2,耐压值分别为1.7 kV 和1.2 kV,单价分别为514 美元和441 美元。

表2 不同拓扑成本对比Table 2 Cost comparison of different topologies

由表2 可知,SiC MMC 成本约为Si MMC 的3.9 倍；文献［23］所提三相拓扑包含12 个成本高昂的SiC 全桥子模块,其总成本约为Si MMC 的2.5 倍；HMMC 在传统Si MMC 基础上只增加3 个SiC 全桥子模块,成本较Si MMC 仅增加42%,比文献［23］所提拓扑减少了44%。

5.2 不同拓扑方案损耗对比

为验证HMMC 拓扑在损耗上的优势,在MATLAB/Simulink 与PLECS 联合仿真平台中对Si MMC、SiC MMC、文献［23］所提拓扑和HMMC进行损耗对比,各拓扑所选器件型号见5.1 节,仿真参数如表1 所示。4 种拓扑的损耗对比结果如图8所示。

图8 不同拓扑方案的损耗对比Fig.8 Loss comparison of different topology schemes

图8（a）展示了不同负载功率下4 种拓扑在器件结温Tj=100 ℃、等效开关频率f=20 kHz 下的损耗对比。其中,Si MMC 的开关损耗和通态损耗随着负载功率增加而增加。由于SiC MOSFET 开关损耗较小,SiC MMC 总损耗较低,但随着负载功率的提高,SiC MOSFET 的通态损耗迅速增加。HMMC和文献［23］所提拓扑将高频开关动作集中在SiC MOSFET 器件,其总损耗较低。例如,在负载功率P=1.5 MW 条件下,HMMC 和文献［23］所提拓扑的总损耗较Si MMC 分别减少了19.4%和18.4%。

图8（b）展示了不同等效开关频率下4 种拓扑在器件结温为Tj=100 ℃、负载功率P=1.5 MW 条件下的损耗对比。变换器的导通损耗和开关频率无关,在各频次下都相同。SiC MOSFET 器件的开关损耗较低,SiC MMC 开关损耗随着频率增加缓慢升高,而Si MMC 的开关损耗急剧增加。HMMC 和文献［23］所提拓扑的开关损耗变化特点与SiC MMC相似,其总损耗随开关频率增加而缓慢上升。在高等效开关频率条件下,HMMC 减小损耗的优势更加明显。例如,在f=28 kHz 下,HMMC 和文献［23］所提拓扑的总损耗相较于Si MMC 分别减小了31.4%和30.8%。

综合4 种拓扑的成本和损耗仿真结果对比可知,HMMC 相比文献［23］所提拓扑能够进一步降低成本,同时保留低损耗的优势。

6 结语

本文提出了一种输出2N+1 电平的低成本、高效率且输出性能较优的HMMC 拓扑结构。通过在传统Si MMC 每相的交流侧配置一个SiC 全桥子模块,减小装置运行损耗。针对HMMC 拓扑提出高、低频子模块电容稳压策略。最后,通过仿真和实验验证了所提HMMC 拓扑和电容电压控制策略的有效性和可行性,得出如下结论：

1）所提HMMC 拓扑在保证输出性能的情况下,每相仅增加一个SiC 全桥子模块,相比于全Si IGBT 器件和全SiC MOSFET 器件的MMC,能够达到效率和成本的折中优化。

2）所提电平数倍增的混合调制策略能将输出电压的高频分量固定于SiC MOSFET 器件,低频分量固定于Si IGBT 器件,减小HMMC 整体损耗,降低SiC MOSFET 器件的电压应力。

3）所提LPR 电容稳压策略能通过翻转FBSM输出电平极性,能够有效控制HBSM 电容电压稳定。

采用2N+1 电平的NLM 将会增大HMMC 环流,混合调制策略对环流的影响机理本文未进行分析。下一步的研究重点是推导并证明LPR 电容稳压策略对桥臂环流的影响规律,进一步抑制HMMC环流。

附录见本刊网络版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），扫英文摘要后二维码可以阅读网络全文。