混合级联十三电平H桥调制策略及功率均衡方法*

胡文华，丁文斌，尚 硕，杜家辉，张 殷

(华东交通大学 电气与自动化工程学院，江西 南昌 330013)

0 引言

近年来，电力行业发展迅速，级联H桥(CHB)多电平逆变器因为无须考虑串联均压的问题，便于进行模块化，输出电压较高，在高压大功率变换和汽车等领域有着广阔的发展前景[1-3].混合级联H桥逆变器[4]在级联单元个数相同的情况下，可以比传统H桥逆变器输出更高质量的电能，而且在电平数一定前提下，开关管器件使用少，从而对生产成本进行了降低.

针对混合多电平H桥逆变器拓扑来说，提出调制策略很关键，好的调制策略不仅可以得到高质量的电能而且方便设计滤波装置，经济效益高.

脉宽调制根据开关频率不同主要分为3种，分别是低频调制、高频调制[5]和混合频率调制[6].高频调制又有空间矢量调制[7]、移幅调制[8-9]和移相调制[10]3种，其谐波性能好，但开关损耗较高.低频调制主要有阶梯波合成法、特定谐波消除法[11]两种，其开关器件频率低、损耗较小，但电能质量较差.混合频率调制融合了上述两种调制的优点，兼具器件损耗低和电压质量高的特点.因为各H桥单元之间输入电压不同，级联下的电流大小相同，这就会导致输出功率不等，对电源损害较大.所以确保各H桥单元之间功率均衡有一定的现实意义.

文献[12]对直流比为1∶2的混合逆变器提出了一种调制策略，使得高低压部开关管分别工作在基频和高频下，输出了高质量电能，但有电流倒灌的现象.对此文献[13]提出了一种单极倍频的调制方法，对脉冲进行一定的逻辑组合，完美地解决了电流倒灌的问题.文献[14]提出了一种针对混合级联七电平逆变器的调制策略，高压和低压部分的开关管在不同的频率信号下一起配合进行工作，提高了电压波形的质量，但其存在电流倒灌的问题.文献[15]对脉冲进行逻辑组合与运算，使电流倒灌的问题得到了解决.文献[16]对模块之间的功率不平衡的问题，提出了一种基于零序电压补偿的控制策略，使得所有模块输出了相同的有功功率.文献[17]提出了新的零序分量注入法，使得七电平级联H桥相间功率达到均衡.

本文研究了直流电压源为1∶1∶2∶2的四单元混合级联H桥十三电平逆变器，通过重构载波同相层叠(PD)调制策略的三角载波使得2个低压单元之间自均衡，并进一步对高压进行1/4周期脉冲互换，实现了高低压两两单元的功率均衡.

1 拓扑及调制策略

1.1 拓扑

图1所示为4个H桥单元级联组成的拓扑结构，其中H1、H2是高压单元；L1、L2是低压单元.Q、S分别表示H1、H2、L1、L2单元的功率开关器件.uL1、uL2分别为L1、L2两个低压H桥单元的输出电压，uH1和uH2分别为第1个和第2个高压H桥单元的输出电压，负载侧电流由i0表示，输出相电压uAN与各个单元输出电压之间满足以下关系式：

图1 4个H桥单元级联组成的拓扑结构Fig.1 Topologlcal structure composed of four cascaded H-bridege units

uAN=uH1+uH2+uL1+uL2.

(1)

1.2 传统的混合调制方法

图2为传统混合调制原理图，在高压部分采取阶梯波调制，得到的方波幅值为2E，2个高压部分工作在基频下，开关损耗较小，2个低压部分采用的是载波层叠调制.vnl为高压单元H1和H2的正弦调制波，H1单元的驱动信号可由其与vb和vc比较得到，H2单元的驱动信号可由其与va和vd比较得到.vn2为低压单元的调制波，由vnl减去高压两单元输出电压uH1与uH2得到，其中低压部分调制波vn2表达式为：

(2)

图2 传统混合调制原理图Fig.2 Schematic diagram of traditional hybrid modulation

当vn2>v1时，L2输出电压大小为E，当vn2v2时，L1输出电压大小为E，当vn2

高低压两两单元的电压基波幅值不同，它们输出的功率并不均衡，这会导致逆变器的电压利用率不一致，充放电不平衡，影响系统的使用稳定性和寿命.如果要解决功率不均衡的问题，就要采用载波互换或脉冲分配等控制技术进行解决.为此提出改进的混合调制方法.

1.3 改进的混合调制方法

图3为改进混合调制原理图，vn1为高压单元H1和H2的正弦调制波，其数学关系式为：

图3 改进混合调制原理图Fig.3 Schematic diagram of improved hybrid modulation

vn1=6Emsinwt，

(3)

式中，m为幅值调制.

改进的高压调制方法和传统方法相同，都是工作在基波频率.有所区别的是，低压部分的调制采用载波重构的方法，L1载波信号为v2和v3，L2载波信号为v1和v4，4个载波的幅值和频率相同，上下2个载波进行了部分变换，使得低压单元的开关次数和开关损耗进行了平均分配，输出电压基波幅值一样.改进调制方法可实现2个低压单元功率自均衡.

1.4 高压单元功率均衡方法

四单元H桥逆变器之间级联构成回路，流过的电流大小相等，但是在一个周期内高压单元的电压基波幅值各不相同，因此，在载波重构下2个低压单元输出功率相同的基础上，提出了一种高压单元功率均衡的策略，即通过交换脉冲实现功率均衡，调制原理如图4所示.

图4 高压单元功率均衡方法Fig.4 High voltage unit power equalization method

(4)

(5)

2 仿真验证

为了验证改进型调制策略及功率均衡方法的正确性，利用Matlab 2018进行了四单元H桥逆变器的仿真.仿真参数如表1所示，输入电压100 V，载波频率5 000 Hz，调制波频率50 Hz，电阻20 Ω，电感2 mH，选用IGBT为IXGH1260B.

表1 仿真参数

采用改进调制策略及功率均衡方法，在频率调制比m为0.3、0.6和0.9时，四单元H桥逆变器输出电压波形如图5所示.随着调制比的增加，四单元H桥逆变器的2个高压单元的输出从零电平到三电平变成了五电平，然后保持不变，2个低压单元的输出波形一直是五电平，但输出相电压从五电平逐渐变为九电平最后完成了到十三电平的转变.

图5 逆变器输出电压波形Fig.5 The output voltage waveform of the inverter

图6为频率调制比m为0.3、0.6、0.9时，4个单元的功率波形，在改进调制下，当调制比m=0.3时，pH1和pH2一个周期内的平均值都为0 W；pL1和pL2一个周期内的平均值分别为pL1=166.9 W和pL2=166.9 W.在m=0.6条件下，pH1=380.8 W、pH2=380.8 W、pL1=266.6 W和pL2=266.6 W.在ma=0.9条件下，pH1=1 100 W、pH2=1 100 W、pL1=357.1 W和pL2=357 W.

图6 改进混合调制方法下的瞬时波形Fig.6 Instantaneous waveform under improved hybrid modulation method

图7为频率调制比为0.3、0.6和0.9时逆变器输出相电压频谱图，可见随着调制比的增大，输出相电压的THD分别为33.47%，16.71%，10.76%，在不断地减小，逆变器输出电压的谐波主要分布在载波频率fs=5 kHz的n(n=1，2，…)倍及其附近，符合移幅调制的一般规律.

图7 改进策略下逆变器输出电压频谱Fig.7 Frequency spectrum of inverter output voltage under improved strategy

3 实验验证

为了对本文所提改进调制策略及功率均衡方法的准确性和切实性进行验证，搭建了一个四单元H桥逆变器实验平台如图8所示，主要参数如表2所示.

表2 实验参数

图8 实验平台Fig.8 Experiment platform

图9给出了在改进调制策略下，m=0.9时逆变器的高低压单元电压波形和相电压波形及其频谱图.相电压为十三电平.从图9(b) 可知，输出相电压中谐波主要分布在fc附近，与仿真输出频谱一致.

图9 m=0.9时逆变器电压波形及频谱图Fig.9 Inverter voltage waveform and frequency spectrum when m=0.9

图10给出了在频率调制比m为0.9时，4个单元的输出电压、电流和瞬时功率波形.从图中可以看出，2个低压单元功率自均衡.证明了这种功率均衡策略的有效性.而2个高压单元在采用了脉冲互换的方法后瞬时功率波形在半个输出电压周期内基本对称，也达到了功率均衡.以频率调制比0.9为例，2个高压单元H1和H2开关损耗为0.26 W和0.24 W，2个低压单元L1、L2的开关损耗分别为3.8 W、3.5 W，开关损耗基本相等.

图10 m=0.9时的功率波形Fig.10 Power waveform when m=0.9

4 结论

1)提出的改进的调制策略能够实现2个低压单元的功率自均衡，在改进的调制策略基础上，通过交换1/4输出电压周期驱动脉冲，使得在一个输出电压周期内实现了高压单元功率均衡.

2)对于本文所提的改进调制策略，优化了全调制度下相电压的THD，而且也在全调制度下实现了高低压两两单元之间的功率均衡.