基于OB2263芯片的多路开关电源设计

魏建升,王志仁,张 蓓

(1. 兰州工业学院 电气工程学院,甘肃 兰州 730050; 2. 兰州环科泰电子科技有限公司,甘肃 兰州 730030)

反激式开关电源基于电感式储能的基本原理,通过先储能,后将能量按各路电压比率供应给每一路,进而实现功率的高效能转换[1-2]。初期开关电源控制电路选择电压控制型,采用电压型脉宽调制技术,后来电流控制型PWM技术开始成熟。结合电压控制和电流控制构成双闭环控制回路,较大提升了电压调整率和负载调制率,并且系统相对更稳定[3]。OB2263是一个高度集成的电流型PWM控制芯片,常用于控制DC-DC功率变换器,具有高性能、低待机功耗特点。

一般的多路输出开关电源是将不同路的绕组缠绕在同一变压器磁芯当中,这样当电源有一路发生过压保护过流保护以及短路保护后,其他路输出也会停止输出,影响正常负载的供电。

针对上述问题,本文先将交流电整流为直流电,然后每一路使用单路变压器进行设计。当单路输出发生故障时不会影响其他路输出。课题来源于工业实际需求,具有较高的研究意义及实用功效。

1 多路开关电源设计方案

多路开关电源是指具有多个输出电压的开关电源,其设计方案如图1所示。主要由EMI滤波电路、整流滤波电路、电源变压器驱动电路、输出整流滤波电路组成。

图1 硬件系统总体设计

2 电路原理图设计

2.1 EMI电路设计及整流滤波电路

EMI滤波器为电磁干扰滤波器。本设计采用无源器件电感L来提高功率因数。由于X滤波电容和Y滤波电容存储电能,其在拔下插头后插头存在带电现象,易出现因触摸插头而导致的触电事故[4]。故本文在设计的过程中通过加入R3和R4来给电容放电,以此来避免上述事故的发生。EMI电路及整流滤波电路如图2所示。

图2 EMI电路及整流滤波电路

2.2 OB2263工作频率参数设计

OB2263芯片内部集成震荡电容,因此只需在外部RI与GND之间设置适当的电阻对电容进行充放电,即可确定PWM振荡器的频率。在标准工况下,若规定RI以千欧为单位,则RI与开关频率的计算式为

(1)

OB2263芯片的经典设计参数为65 kHz,故本文亦采用65 kHz的频率进行设计。通过式(1)可知,本文需采用100 kΩ的电阻来设计电路的工作频率。OB2263工作频率设计如图3所示。

图3 OB2263工作频率设计

2.3 开关管的驱动电路设计

开关管驱动电路如图4所示,由2个电阻和1个二极管构成。其中为了防止驱动芯片发出驱动电压后损坏开关管,加入电阻进行限流。设计了10 kΩ电阻与二极管1N4148,用于功率管在关断的时候做迅速关断。开关管的驱动脉冲由OB2263控制芯片的一脚接到1N4148二极管的阴极来驱动功率管进行工作。

图4 开关管的驱动电路

2.4 尖峰吸收电路设计

为避免MOSFET因电压过高而被击穿,设计了尖峰电压进钳位电路或者吸收电路,来抑制尖峰电压[5]。本设计将软钳位的电路并联到电源变压器的原边,来对尖峰电压进行吸收以及钳位。尖峰吸收电路如图5所示。

图5 尖峰吸收电路

2.5 过流及短路保护设计

变压器原边MOSFET串联的支路中串联1个阻值较小的电阻,用于检测流过变压器以及MOSFET的电流。当变压器副边输出电流变大时,对应的原边电流也会增加,此时电流检测电阻就会相应的输出检测电压值,当电流检测电压值超过控制芯片的保护电压后,将触发保护芯片停止输出PWM波形。MOSFET管电流检测电路设计如图6所示。

图6 MOS管电流检测电路设计

2.6 输出整流及滤波电路的设计

为防止尖峰电压击穿二极管,在二极管两端并联了一个串联后的电阻与电容,用来吸收尖峰电压。值得注意的是,当开关电源完全空载时,此时将无法释放变压器中的能量,因此还需加入一个虚拟负载用来消除此能量。输出整流滤波电路如图7所示。

图7 输出整流滤波电路

2.7 输出反馈电路的设计

开关电源的电压会因负载的变化而出现波动,此时需要调节占空比以维持电压。具体为:随着负载的变重,该电路将电流信号反馈回电源管理芯片OB2263的占空比调节引脚,来调节占空比的大小,使输出电压维持在原来的状态。输出反馈电路如图8所示。

图8 输出反馈电路

本电路的计算中,VR1作为微调电位器不带入计算,计算时看做短路。由于TL431的基准电压为2.5 V,为避免因噪声干扰而影响电路工作的稳定性,一般控制经过R1的电流不小于200 uA。此时R1+RV1最大为2.5 V÷200 uA=12.5 kΩ,因此该电阻最大不能超过12.5 kΩ。R5阻值可通过Vo=(1+R5÷R1)×2.5 V计算得到,为保证电路的稳定性,此处将R1设置为3 kΩ,由此可得R5为15 kΩ。电阻R3用于为TL431提供最小工作电流,TL431的最小工作电流为1 mA。光耦处的压降为1.2 V,此时R3最大为1.2 V÷1 mA=1.2 kΩ,结合实际应用情况,将其取1 kΩ。本次电路所使用的光耦为PC817C,该光耦的电流转换比最小为200%,因此当所需光耦输出电流为10 mA时,光耦的输入为5 mA,此时R4=(Vo-2.5 V-1.2 V)÷5 mA,由此可知R4为2.26 kΩ。在实际使用中考虑到特殊阻值电阻较为罕见,故此处选用接近该阻值的电阻进行替代,并通过调节电路中1 kΩ的电位器VR1来确定输出电压。C1和R2为动态响应调节。

2.8 过压保护电路设计

过压保护电路主要由TL431与LM358及光耦PC817组成。过压保护电路如图9所示。电路由TL431的基本电路构成一个基准参考点,输入到运算放大器的反向输入端,作为电路判断的基准。用2个电阻串联分压输入到运算放大器的同相输入端。当电源电压升高后,同向输入端的电位升高,运算放大器输出高电平使光耦导通,光耦另一端拉低控制芯片的PWM控制引脚电位,使PWM输出占空比为0%关断输出。当过压故障消失后电源重新启动。

图9 过压保护电路

3 变压器设计

设计参数确认后整理变压器所需要的设计参数。变压器设计参数如表1所示。

表1 变压器设计参数γ

由于输入电压为交流电压,故此处利用桥式整流后供开关电源使用。输入电压经整流后对应的直流电压最大值VIN_MAX、最小值VIN_MIN为

(2)

(3)

式中:ACMAX分别为为整流后最大交流输入电压和最小交流输入电压。

此外,因桥式整流电路正负周期有2只二极管串联导通,其二极管压降Vof为0.7 V,故需将其除去。

原边电感Lp为

(4)

式中:Lp、Po分别为变压器原边电感和输出总功率。本设计的输出参数为15 V、9 A,输出功率为135 W。

流过MOS管的电流峰值IPMAX为

(5)

式中:PIN为最小输入功率。

流过MOSFET管的电流均方根值IPRMS为

(6)

变压器最小面积Ap为

(7)

AP法亦称面积乘积法,其表示磁心有效截面积与窗口面积的乘积(Area Product)[11]。有效截面积为Ae,窗口面积为Aw。

当计算出变压器的最小面积Ap后,即可在变压器的参数表中找出适合的变压器磁芯[6-7]。需要注意的是必须留足余量,同时还需要考虑是否易购买选出的磁芯。本设计中,经查表,选则了EC35/43的变压器磁芯,该磁芯Ae值为110 mm2,磁芯材质为PC40,磁导率Bmax为2.3。

原边匝数Np为

(8)

变压器原边与副边匝比ns1为

(9)

变压器副边匝数NS为

(10)

考虑到本设计的输出电压为15 V,缠绕匝数为6圈,辅助绕组在同一磁芯上,辅助供电电压为10～30 V,故直接取7圈作为辅助绕组供电。

4 整机组装与测试

在硬件设计的基础上完成了PCB电路板的制作,并完成了基于OB2263芯片的多路开关电源的制作,对整机进行组装与调试[8]。整体开关电源实物如图10所示。首先将焊接调试好的单路电源板进行组装,此处使用铜柱将单路电源板与其对应的孔连接,使用导线连接整流滤波后的直流电,为每一路电源板供电。组装完成后,测试每一路的输出电压,若电压不在范围内,可继续调节输出微调电位器旋钮,直至到设定的电压值。调整好输出电压后带负载进行测试,由于100%会触发过流保护,测试最大只测试到95%。带载测试结果如表2所示。从表中可以看出,该开关电源稳定性好、精度高、效率高。

图10 开关电源实物

表2 带载测试

5 结语

本设计采用OB2263芯片设计制作了一款反激式的多路开关电源,实现了3路15 V电流最高可达9 A,3路6 V电流最高可达3 A的输出。带载测试结果表明所设计的开关电源具有稳定性好、精度高、效率高、纹波少的特点。可以满足当今越来越多用电设备电压要求多样化且获取困难的现实需求。