用于并网分布式发电的九电平T型变流器分析

吕冠枭

（阳光电源股份有限公司）

0 引言

近年来，多电平逆变器（MLI）已被认为是中高压应用的首选拓扑，与传统的两电平逆变器相比，具备了许多的优势，如控制高电压能力、低开关频率和低损耗等。对于低电压／功率应用领域，MLI也被视为两电平逆变器的有效替代品，可以避免与开关损耗、大滤波器尺寸和电磁发射相关的问题［1-2］。一般来说，随着电压电平数量的增加，谐波频谱得到了改善，从而能够成功地集成分布式发电机（DGs），减少或消除滤波器的要求，另一方面，现有的电力电子器件增加，已成为许多变流器实现的一个障碍［3］。9L-T2C在并网分布式发电系统中具有广泛应用。它可以用于太阳能、风能、燃料电池等分布式发电系统，并且可以满足高性能和高可靠性的需求。此外，9L-T2C还可以减少电网对发电设备的影响，提高电能质量，并且减少谐波和电磁干扰的产生，从而促进了分布式发电系统的普及和应用。

1 技术分析

9L-T2C是一种用于并网分布式发电系统中的多级逆变器拓扑结构。它由三个电压等级相等的逆变器单元组成。每个单元包含一个直流端和一个交流端，它们之间是一个三相桥式单元和一个中间电感器。在一个9L-T2C中，每个单元的输出电压可以是+Udc、0或-Udc，其中Udc是变流器的直流输入电压［4-5］。由于9L-T2C具有多级结构，因此输出电压波形可以更加接近正弦波形，减少了谐波成分并提高了功率因数。

9L-T2C的控制策略通常使用PWM控制方法，比如基于空间向量脉宽调制（SVPWM）。在这种控制方法中，输出电压可以通过改变三相电压的大小和相位来实现，并且可以使其呈现正弦波形。此外，9L-T2C还可以通过电容电压平衡控制来平衡每个单元的电容电压，从而提高了系统的可靠性。

本文主要设计一种最佳调制策略的9L-T2C，作为3L-T2C的升级。与其他九电平变换器相比，所提出的9L-T2C降低了拓扑复杂性和及容易实现控制，所提出的转换器具备高质量输出波形、高效率和低成本，使其成为并网DG系统无滤波器运行的最佳选择。

2 理论分析

2.1 拓补分析

图1显示了所提出的9L-T2C的电源电路。假设输入电压Udc＝8E，直流链路由电容器C1和C2形成，每个电容器具有4E的持续电压。9L-T2C由两个3L-T2C单元和两个低频开关（LFS）S1和S5组成，其中第一个3L-T2C单元具有开关S2、S3和S4，并在低开关频率下工作。而第二个单位有开关S6、S7和S8，并在更高的开关频率操作。两个FC的Cfx1和Cfx2用于每个相位支路，形成一个辅助直流链路。x∈{a，b，}c表示相应的相位，FC电压Ufx1和Ufx2在Udc／8（E）平衡，从而自转换器产生9个电压级。在正半周期中单相支路的电流路径中，根据表1，有12个开关状态被标记为从U1到U12。三个电压水平±2E和0具有冗余：（+2E：U3和U4），（0：U6和U7）和（-2E：U9和U10）。根据互补操作，功率器件分为三组：｛S1，S4，S5｝，｛S2，S3｝和｛S6，S7，S8｝。前两组的开关频率较低，而第三组的开关频率较高。

图1 9L-T2 C结构图

表1 9L-T2 C的开关状态（↑：充电，↓：放电，-：无影响）

根据研究发现，水平±2E的可用冗余对Cfx1和Cfx2具有相反的影响，并且对于每个开关状态Cfx1和Cfx2同时充电或放电。在2.2节详述的这一关键观测的基础上，发展了燃料电池的平衡方法。为此，检测辅助直流链电压Ufx和输出电流输出iout，以确定合适的开关状态。例如，考虑电压等级+2E，如果Ufx高于其参考Ufxref且iout≥0，则应用状态U4给两个FC放电。通过控制9L-T2C的潮流相互作用，中性点（NP）电势控制进行设计，而不需要进一步的冗余状态。在所设计的相位配置脉宽调制（PD-PWM）技术中引入了FC和直流链电容的平衡，而不需要运用更复杂的控制器。所提出的高电平转换器的结构如图2所示，对于多个扩展单元N，所产生的电压电平Nlevel以及所需数量的功率器件Nsw和FC的NFCs关系为：

图2 T型拓补图

每个单元i＝｛1，2，…，N｝的FC电压可以确定为：

2.2 FC平衡分析

为了设计一种有效的燃料电池平衡方法，首先要分析燃料电池的充放电行为。为了简化，分析中考虑了典型的阶梯九电平电压，可得影响FC电荷的水平是±E，±2E和±3E。假设输出电压为四分之一对称波形，在Cfx1和Cfx2的完整正弦周期内，电荷变化量ΔQfx1和ΔQfx2分别写成：

其中，k1，k2∈｛-1，1｝，用于确定级别±2E的选择开关矢量，并表示为

参照式（3）、（4）并考虑式（7），可以得出结论：在整个正弦周期中，Cfx1和Cfx2的电荷变化是相同的，假设单位为PF，不同的状态对FC的影响不同，导致每个级别的电荷差异（ΔQfx1-ΔQfx2），以及整个周期的总电荷变化。很明显，在一个完整的循环中，所产生的电荷差（ΔQfx1-ΔQfx2）是0。此外，辅助直流链电压Ufx在基本周期的演变内，其中根据k1和k2的值有四种情况。因为Cfx1和Cfx2可以内在地平衡，所以Ufx1和Ufx2可以通过控制辅助直流链电压Ufx来调节。对于固定调制指数（即固定α1，α2，α3，α4），根据式（5）和（6）选择的状态，可以通过k1和k2调整FC电荷。

如前所述，可用的零水平状态对功能界定没有影响，不能参与功能界定平衡，因此，冗余状态U6和U7用于降低开关频率，而只能利用±2E的冗余来实现FC的平衡。通过采样Ufx和iout，可以确定±2E的合适状态，考虑到+2E作为实例，如果Ufx低于参考值Ufxref（2E），则选择U3为iout≥0，并选择U4为iout＜0给两个FC充电，从而增加Ufx。此刻辅助直流链的电压偏差ΔUfx被确定为：

然后，f（y）用作布尔函数，表示为：

考虑到式（9），ΔUfx和iout被写成：

因此，可以确定±2E的适当开关状态如下：

2.3 9L-T2 C的PD-PWM 控制

在多种调制策略之间，由于PD-PWM 方法的低谐波含量和低复杂度，本文采用了这种方法。图3给出了局部放电PWM方案框图和开发的平衡方案，以无功电源为例说明了调制和电容均衡方法，该方法也适用于单位功率因数滤波器。

图3 基于改进平衡算法的PD-PWM 方框图

3 实验及分析

为了验证9L-T2C及其设计的PD-PWM方法的可行性和实用性，在实验室建立了9L-T2C的实验样机，如前所述，单相的冗余状态足以保证正常运行，以及平衡该相的功率因数和直流链路电容。因此，一个单相的实验足以验证所提出的拓扑与所选定的调制策略有效性。该调制平衡算法以微实验室为平台，死区时间为2μs。表2列出了实验实施的参数。对于FC尺寸，考虑直流链路电压为400V，线路频率为50Hz，峰值电流为9A，最低情况下FC电压容限为5V（PF＝1，M＝0.86），根据计算的Cfx1和Cfx2的值为3.9mF。在实验样机中，Cfx1和Cfx2被选为4mF。k的值被调整为0.2，并且在所有操作条件下保持不变。这些测量数据通过一块DS1302模拟数字转换器（A／D）板输入实验平台。

表2 9L-T2 C参数

图4给出了单独操作Z＝22Ω稳态下的uout，iout，UC1，UC2，Ufx，Ufx1和Ufx2的实验波形。可以看出，在基波周期中，uout有九个电平，输出了高质量的波形，uout和iout的谐波含量很低。采用改进的NP调节方法，使直流链电容器在Udc／2下得到很好的稳定。此外，采用单个电压传感器在Udc／8（50V）时平衡FC的电压，这与数学分析相吻合，验证了设计的平衡算法有效性。

图4 9L-T2 C电阻性负载的稳态实验波形（自上而下）：逆变器电压输出uout和电流输出iout，直流链路UC1和UC2，以及FC电压Ufx，Ufx1和Ufx2

9L-T2C的启动过程如图5所示，可以观察到Vfx从0增加到其参考Udc／4（100V），同时，Ufx1和Ufx2从0增加到稳定在Udc／8（50V）。

图5 9L-T2 C带电阻感应负载的启动实验波形（自上而下）：逆变器电压输出uout和电流输出iout，直流链路UC1和UC2，以及FC电压Ufx，Ufx1和Ufx2

9L-T2C的操作与负载的阶跃变化如图6所示，其中负荷由空载变为Z ＝40.4∠14.9°Ω，再变为Z ＝22∠28.3°Ω。在所有负荷条件下，NP电位明显是平衡的。此外，尽管电流突然变化，仅使用一个电压传感器，功能界面控制良好，显示出强大的平衡行为。

图6 用于负载阶跃变化的9L-T2 C的实验波形（自上而下）：逆变器电压输出uout和电流输出iout，直流链路UC1和UC2，以及FC电压Ufx，Ufx1和Ufx2。

为了验证9L-T2C的操作和建议的平衡方法与调制指数M的变化，图7显示了在M＝0.7，0.85和1时Z＝22Ω的实验波形。结果表明，随着M值的变化，采用电容平衡方法的PD-PWM可以通过调节电压／电流来稳定功率因数和NP电位。此外，正如前节从理论上证明的那样，FC电压纹波的最低情况是在M＝0.86和PF＝1时达到的。

图7 9L-T2 C在PF＝1处改变M 的波形（自上而下）：逆变器电压输出uout和电流输出iout，直流链路UC1和UC2，以及FC电压Ufx，Ufx1和Ufx2

为了验证所提出的NP电位和FC平衡方法在FC不同情况下的有效性，在电容错配为10%的情况下进行了性能实验研究。通过跨Cfx1连接一个额外的电容器以达到Cfx1＝1.1Cfx2来实现不匹配。

图8显示了在Z＝22Ω独立操作时这种测试的实验波形。从结果中可以清楚地看出，在开始时，两个FC的Ufx的总电压小于参考值Udc／4，因此，平衡方法应用在±2E期间增加Ufx的冗余状态。由于两个FC同时通过±2E充电，并且由于电容失配Cfx1＞Cfx2，Cfx2电压的增加高于Cfx1，与图8中在启动期间观察到的相符。当Ufx达到Udc／4（100V）时，根据（10）、（11）和（12）应用减小Ufx偏离参考值的冗余状态，此时，两个FC具有不同的电压Ufx1＜Ufx2，因此，在-E期间从Cfx1获得的电荷小于在+E期间从Cfx2获得的电荷。此外，在+3E期间储存在Cfx1中的电荷大于在-3E期间储存在Cfx2中的电荷。在±E和±3E期间产生的电荷差使得Ufx1逐渐增加，同时Ufx2逐渐减少，直到实现平衡。

图8 实验操作与10%的错配（自上而下）：逆变器电压输出uout和电流输出iout，直流链路UC1和UC2，和FC电压Ufx，Ufx1和Ufx2

这个案例研究清楚地证明了该方案的有效性，以平衡两个功能界面使用一个电压传感器，即使有不同的电容器。9L-T2C在两个不同频率（50和100Hz）的运作时Z＝22∠28°Ω，M＝1，结果与电容公式一致，其中FC电压纹波随线路频率的增加而减小。

4 结束语

本文提出了一种新型的九电平T型变换器（9L-T2C），它减少了功率电子元件的数量。基于所进行的全面比较，9L-T2C在所需的有源开关和电容数量、FC额定电压和效率方面优于其他常见的直流链九电平变换器。利用现有的极冗余状态，设计了一种FC平衡方法，使两个FC在稳态和动态运行时只使用一个电压传感器，从而进一步降低了系统的成本。根据变流器的功率分析，提出了一种有效的直流链电容均衡方法，无需进一步的冗余状态。直流链和功率因数平衡已包括在PD-PWM控制中，不再需要额外的控制器。本文详细分析了在考虑调制策略的情况下，功率因数与期望纹波之间的关系。通过仿真和实验验证了所提出的带平衡算法的9L-T2C在不同工况下独立运行和并网运行的有效性。根据9L-T2C的特点，推荐其用于中低压中功率并网发电机组。