LDO稳定性分析及环路补偿

马文超

(中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏无锡 214072)

线性稳压器(LDO)早期一般采用双极型晶体管工艺，功率管为负极正极负极(NPN)型、正极负极正极(PNP)型或者NPN 达林顿管，器件的静态功耗和输入输出压差比较大，转化效率低，但是该类器件的响应速度快，可以输出的负载电流高；随着MOS 工艺的出现，以N 型金属氧化物半导体场效应管(NMOSFET)或者P 型金属氧化物半导体场效应管(PMOSFET)为导通功率管的LDO 逐渐成为主流，NMOSFET作为导通器件时，LDO 的漏失电压至少大于NMOS 阈值电压与驱动级饱和压降之和，驱动电路设计较为复杂或者采用双电源供电(偏置电源和功率电源PVIN)，该类LDO 环路稳定性较好，对输出电容等效串联电阻(ESR)依赖程度不高，相同负载电流时，相对PMOSFET 型LDO，功率管面积小，因此，器件可以做成小封装。PMOSFET 构成的LDO 漏失电压比较小，静态电流和电源噪声很低，驱动电路简单，超低压差线性稳压器多采用此类器件，该电路的缺点是环路稳定性补偿相对复杂，但MOS 半导体工艺和控制理论技术的成熟使得该问题迎刃而解，因此，由PMOS 构成的LDO 成为市面上的主流产品，对该类器件的研究也比较多[1-3]。

针对不同的应用场景，对LDO 的特性有不同的要求，一般可以分为以下几类：

高功率LDO，该类LDO 主要应用于控制芯片、内存、主板、显卡或者汽车电子，最大负载电流可达几安培，如TPS75901 等，封装采用TO-220 或者TO-263，体积较大，在使用时一般需要采用额外的散热片才能正常使用，应用成本较高；

高电源电压抑制比(PSRR)型LDO，在实际应用时，LDO的输入电压一般来源于前端的DC/DC 输出，该输出电压分布在整个频谱范围内，通过LDO 可以耦合到负载对象中，可能造成对工作电压比较敏感的模拟器件，如模拟数字转换器(ADC)、射频(RF)、压控振荡器(VCO)、锁相环(PLL)以及混频器等不能正常工作，因此，高PSRR 特性的LDO 可以“过滤”前级DC/DC 输出的纹波干扰，给负载提供干净的电源[4]，ADP7158 属于这类器件；

快速瞬态响应型LDO，有些负载在整个工作过程中，会在睡眠模式和正常工作模式之间不停地切换，因此负载电流在轻载和重载之间进行切换，另外，LDO 的输入电压也经常在典型工作电压附近摆动，为了使得LDO 的输出电压能够在上述状态下仍然保持稳定，要求LDO 具有快速的瞬态响应能力[5]，由于受到带宽和压摆率的限制(调整管栅极电容、寄生电容等因素的影响)，环路调整需要一定的时间，另外，在不同的输入电压或者负载电流条件下，LDO 内部的静态工作点也会发生变化，因此，LDO 的输出电压会产生过冲或者下冲现象，甚至会出现环路震荡[6]，TPS755XX 属于这类器件；

低噪声型LDO，对于一些音频或者RF 芯片，要求供电电源的噪声比较小，LDO 的噪声主要来源于带隙基准、误差放大器、电阻分压网络以及功率管产生的噪声，其中基准占大部分(75%以上)，功率管本身尺寸较大，沟道电阻比较小，产生的噪声比较小，同时误差放大器的增益很大，所以功率管产生的噪声经过放大器衰减后可以忽略，一般将带隙基准、误差放大器和电阻分压网络内部电路模块产生的噪声等效至误差放大器的输入端，一般只关注10 Hz～100 kHz 范围内的噪声频谱分布，何飒和孙蕊在设计上通过基准进行输出滤波的方法降低LDO 输出噪声[7-8]；

低静态功耗型LDO，在电池供电场景中，比如穿戴电子设备、烟雾或者热量探测装置、血液葡萄糖监测仪等，为了增加电池的使用时间或者产品的待机时间，需要电源具有较低的静态功耗，即比较低的静态电流和关断电流，比如TI 公司的TPS7A02，该款LDO 的静态电流为25 nA，关断电流为3 nA，是业界的典型代表产品[9]；

无片外电容型LDO，多数LDO 通过输出电容的ESR特性进行环路补偿，输出电容的ESR需要满足一定的范围才能使LDO 输出稳定，给实际选用带来一定的困难，在某些使用场景下，比如片上系统(SoC)芯片，对体积要求较为严格，LDO的输出电容一方面增加了印制电路板(PCB)尺寸，输出电容的焊盘走线也会带来寄生电感，另外一方面使得成本提升，因此无片外电容的LDO 或者只需要小容量陶瓷电容的LDO成为近些年研究的热点，段杰斌和唐宇分析了该类LDO 的环路特性，并给出了环路稳定性补偿策略[10-11]，TLV713 是该类电容的一个典型代表，该产品可在无输出电容情况下稳定运行，同时具有折返电流限制功能，封装尺寸只有1 mm×1 mm，非常适合便携式设备或者集成在SoC 中；

低输入电压型LDO，在医疗电子领域，需要低输入电压型LDO，该类LDO 主要从工艺上进行设计选型，输入端采用低压功率管，如采用1.8 V 工艺设计的ADP1763，去掉不必要的Fuse 修调部分，整个芯片面积小于1.0 mm×1.0 mm，体积较小，最大输出电流为3 A，输入电压1.1～1.98 V，典型输入电压1.2、1.5 和1.8 V；

宽输入电压型LDO，工业应用环境中，大量用到功率放大器或者运算放大器电路，该类器件的工作电压为±15、±12 V 等，工作电流一般为mA 级，如果采用DC/DC 架构，需要电感电容等滤波元件，电源占用的PCB 面积较大，往往采用高压LDO 电路(包括正高压和负高压)，如TPS7A49 输入电压3.0～36 V(最大输出电流150 mA)，TPS7A30 输入电压-3.0～-35 V(最大输出电流200 mA)，使用此类器件可以搭配使用，比如输入电压±24 V。

上述LDO 都在某些特性的领域具有一定的市场占有率，除了上述特点外，根据使用功能要求不同，LDO 还具有电流折返、电流限、热保护、输出电压状态指示、输出电流监测、远端补偿、内部结温监测、并联均流、软启动、欠压保护、负载电流快速泄放等多种功能，可以根据实际需要选择。

1 LDO 基本架构和工作原理

文献[12]给出以PMOS 为功率管的LDO 简易环路结构，如图1 所示。

图1 LDO环路结构图

从图1 可以看出，一个LDO 主要包含了功率管、电压基准、误差放大器和反馈网络，输出电压经过两个分压电阻进行采样，采样电压与基准电压进行相减，误差信号经过放大后驱动功率管的导通得到稳定的输出电压。输出滤波电容可以等效为一个等效串联电阻串联理想电容，当负载电流突然增加时，首先由输出电容提供瞬时电流给负载供电，维持输出电压稳定，调整过程中输出电压略微下降后再恢复设定值；同理，当负载电流突然减小时，功率管额外的输出电流给电容充电，使得输出电压略微上升，之后通过负反馈调节，输出恢复设定值。

2 LDO 关键指标和性能

LDO 的指标反映了其性能优劣，部分指标之间存在一定的关联性，因此每个器件不可能做到所有指标都尽善尽美，芯片设计师在设计时进行取舍，客户在选用时根据系统要求进行选型。

2.1 Dropout 电压

压差是在一定负载电流条件下，为了保证输出电压稳定的最小输入输出电压差，该数值随着负载电流增加而增加，负载电流最大时，该值最大，随着温度升高而线性增加，实际使用时，为了保证器件在全温度和全负载条件下工作，至少保证输入大于输出与压差最大值之和。

2.2 静态电流、关断电流和地电流

静态电流、关断电流和地电流反映器件的功耗大小，其值越小，器件功耗越小。静态电流是空载且使能有效输出时的电源电流，关断电流是使能无效时的电源电流，地电流是整个电路从电源吸取的电流，使用晶体管为功率器件的设计该数值随负载增加而增加，使用基于MOSFET 的LDO 地电流随负载增加时变化不大。

2.3 线性调整率和负载调整率

线性调整率[12]反映输出电压由于输入电压变化而引起的变化量，其表达式如式(1)所示，环路增益越大，该数值越小，表示输出电压受输入变化影响越小。

负载调整率[13]反映输出电压由于负载变化而引起的变化量，计算公式为式(2)或(3)：

负载调整率即为负载调整电阻，此电阻越小，输出电压的变化量越小，LDO 的输出受负载变化影响越小。该电阻包含闭环输出电阻Rout和输出端PCB 走线电阻RPCB，后者可以通过大面积敷铜的方法尽可能减小该值，前者可以通过提高环路增益降低该值，但是提高增益可能会引起环路不稳定，环路补偿难度增加，要综合考虑。

2.4 输出电压精度

输出电压精度[13]由线性调整率、负载调整率、带隙基准电压漂移、误差放大器电压漂移、输出分压电阻精度和工作温度共同决定，一般精度要求在1%～3%。

2.5 电源纹波抑制比

电源纹波抑制比PSRR[1,12]指输入电压微小波动时，电路对输出电压的调节能力。PSRR反映了LDO 对输入电压引入的波动抑制能力，通常在一定的输入电压、输出电压、负载电流和输入输出电容条件下，该数值随频率变化，主要关注100 Hz、1 kHz 和100 kHz 三个频率点的数值，该数值越大，越可以滤除输入电压波动对输出的干扰。提高直流增益可提高PSRR，输出电容增加也会改善高频段的PSRR，但输出电容的增加会导致环路稳定性问题，PCB面积增加，使得成本提高。

2.6 最大输出电流

产品手册中标注的最大输出电流一般是室温状态及典型压差情况下的理想值，LDO 输出电流越大，自身功耗也越大，芯片内部结温就越高，具体选用时需要考虑温度情况，结合器件的最大结温、热阻和最大功耗进行估算，同时还要留有裕量。

2.7 最小负载电流

针对晶体管工艺的LDO 需满足最小负载电流电路才能稳定工作，实际使用时可以在输出和地连接一个kΩ 阻值的电阻。

2.8 输出噪声

LDO 的输出噪声[7]实际应用时与输出电压、负载电流大小等密切相关，需要特殊设计才能做到比较低的噪声。

2.9 瞬态响应特性

瞬态响应[14]包括负载瞬态响应和线性瞬态响应，前者是当负载在轻载和重载之间以一定的跳变率进行来回跳变时，输出电压的波动情况，具有快速瞬态响应特性的LDO 可以适用于工作状态变化剧烈的负载对象，提高环路带宽可以减小恢复时间，设计上提高功率管栅极压摆率也可以改善LDO 输出负载瞬态响应；后者是输入电压变化时，输出电压的变化过程，提高环路增益可以获得较好的线性瞬态响应。

2.10 软启动和启动时间

电路的软启动功能是为了防止输出电压过冲，部分LDO预留软启动引脚(比如SS)，实际使用时，在该引脚和地之间连接一个陶瓷电容作为软启动电容，可以调节输出电压爬升的快慢；启动时间是指输出相对于供电电压或者使能信号的延迟时间。

2.11 保护功能

电路通常具有各种保护机制，在上电或者输出异常时保护电源芯片或者负载，常见的主要有输入欠压保护、热关断、输出短路保护、输出电流限制和电流折返、过压关断、反接保护和反向泄漏保护。

2.12 输入电压

单板或单机设计时，首先考虑需要的电源轨，比如5、12 V 电源线，通过DC/DC 或者LDO 进行变换，在确定LDO 的输入电压时，要满足两个条件：大于芯片输入电压的最小值且大于实际输出电压与全温范围下压差最大值之和。

2.13 输出电压及其调节方式

输出电压一般可通过两个分压电阻进行设置，电阻精度取1%以上，首先选定Rb2，再计算出Rb1，查找电阻标称值表，把实际电阻值代入输出电压计算公式得出输出电压值，根据与理论输出电压的相对百分比，可以在标称值最近的两档选择合适的电阻值[9]。

2.14 负载电流监测

部分LDO 设置了输出负载电流监控引脚，通过在该引脚对地或者与输入电源端连接一个电阻，该引脚的电压值与负载电流呈线性关系，间接反映出负载电流大小，可以通过监测该引脚电压值进行电源的健康管理。

2.15 远端补偿

由于LDO 的输出端与负载之间存在PCB 走线电阻，在重负载条件下，在PCB 走线上的电压降不可忽略，负载端的实际电压值低于LDO 的输出电压，为了弥补线损，部分LDO 设置了远端补偿引脚，将该端口走线连接负载供电端，类似开尔文接法，可提高负载端供电电压的精准度。

2.16 内部结温输出指示

为了监测芯片内部的结温，利用二极管的基级射级电压(VBE)与温度的线性关系，在芯片引出端给出结温指示引脚，该引脚电压与内部结温呈正比，对调试阶段、监控或者计算封装热阻都具有实用意义。

2.17 并联均流

为了满足大负载电流要求，或者为了使器件热量进行分散，部分LDO 可以进行双路并联，使用并联均流功能时，需要按照产品手册将两个器件的相关引脚短接，在PCB 布局时尽可能使输出端的阻抗一致，以免引起电流不均匀。

2.18 使能和输出状态指示

大部分LDO 都有输出使能引脚EN(或者低电平有效)，通过外部CMOS 逻辑电平可以控制该端口的高低状态，以开启或者关断LDO；部分LDO 设置了漏极开路的Power Good 端口，使用时通过上拉电阻接到电源输入或者输出端，用来指示输出电压的状态。

2.19 封装和热阻

封装决定了热阻，采用不同的封装形式、封装材料，器件的热阻也不同，散热越好的封装，热阻越小，器件结温低，可靠性提高。热阻通常有θJA、θJCbottom和θJCtop三种形式，器件的工作结温范围由制造工艺决定，最大允许功耗由最大环境温度、器件最大持续结温和结到空气之间的热阻值决定，超过最大功耗会使得器件超过最高结温，影响器件的可靠性，使用时器件结温应不超过最大结温的90%进行降额。

2.20 输出电容

除了前文提到的无片外电容型LDO 外，其他LDO 都有最小输出电容值要求，输出电容及其ESR会影响LDO 的稳定性，提高电容值可以改善负载瞬态响应、提高电源纹波抑制比，但输出电容过大往往会引起上电启动异常。

3 LDO 零极点模型

将图1 的反馈环路断开，可以得到LDO 的交流小信号模型，如图2 所示。

图2 小信号模型

根据系统的开环传递函数，可以计算出零极点[15]：

LDO 系统通常包含了三个极点和一个零点：Po是由输出端大电容产生的，随着负载电流变化；Pa是功率极点，由误差放大器的输出和功率管输入参数决定；Pb是由高频旁路电容产生的；ZESR是由输出电容等效串联电阻产生的。

4 LDO 输出震荡的原因

LDO 输出震荡波形如图3 所示，可以看出LDO 处于输出震荡状态。综合实际应用情形，发生输出震荡的情况有：输入上电、输出负载跳变，实际案例中发生过常温和高温状态正常，低温时输出震荡的情况，也发生过采用不同的输出电容输出不稳定的情况。当LDO 环路补偿不足时，在外界因素如温度变化、输入电压跳变或者输出负载电流突变等作用下，LDO 输出震荡，因此需要对其进行环路补偿，总体来说，包含外部补偿和内部补偿，外部补偿主要是通过选择LDO 外围元件参数保证LDO 稳定工作，内部补偿主要是从设计上进行环路补偿，保证在不同条件下，LDO 稳定工作。

图3 LDO输出震荡波形

5 LDO 补偿方式

LDO 是多极点系统，需要环路补偿才可以正常工作，多采用电流环加电压环双环路补偿方式，电流环为内环，设计成低增益高带宽环路，电压环为外环，设计成高增益低带宽环路，两个环路为并联关系，在不同的频段分别起作用，具体的补偿方法有以下几种。

5.1 负载电容ESR 补偿

外部补偿方式，利用输出电容的等效串联电阻产生的零点来提高相位裕度，改善环路稳定性。如果ESR太大，使得零点频率较低，系统带宽增加，极点出现在单位增益带宽内，相位裕度减小，稳定性更差；如果ESR太小，使得零点频率较高，出现在单位增益带宽外，没有补偿作用[12,15-16]。因此，相关产品手册中都会给出一定输出电容值条件下，使得LDO 稳定工作时，输出电容ESR随负载电流变化的安全范围。实际应用时，输出电容的ESR随温度、电容材料发生变化，而且ESR还会带来输出电压的过冲，造成使用困难。

5.2 增加缓冲级隔离补偿

增加缓冲级隔离补偿是在误差放大器和功率管之间增加缓冲级进行隔离，可以采用较小的ESR实现补偿[15]，其结构如图4 所示。

图4 增加缓冲级补偿法电路结构图

5.3 电压控制电流源补偿

反馈环路中加入了一个电压控制电流源(CCSV)，如图5所示，通过这个结构在反馈环路中引入了一个零点进行补偿，这种频率补偿结构的稳定性可以完全不依赖于外部电容的ESR电阻产生的零点[13]。此外，这种补偿方法可以减小电路噪声，提高输出电流瞬态特性[15]。

图5 反馈环路中加入压控电流源补偿

5.4 密勒补偿

LDO 中一般采用两级运放甚至多级运放，功率极点Pa和负载极点Po距离比较近而且都处于频率比较低的频点，因此，容易造成相位裕度较小或者环路不稳定。如果在运放的输入端增加一个输入电容，可以使得两个极点分离，Pa靠近原点，Po远离原点，这样就可以提高相位裕度，但是，会使得系统带宽被限制在一个相对比较低的值，而且大的输入电容占用比较大的芯片面积。利用密勒效应[12-13]，以两级运放为例，在第二级运放的输入和输出跨接一个电容Cc，可以等效为在A2的输入端放置了容值为(1+A2)Cc的电容，极点向原点即低频方向移动，输出极点远离原点移动，实现了极点分离，这样就利用一个较小电容Cc实现了环路补偿，这种方法称为密勒补偿，如图6 所示。

图6 传统密勒补偿

值得说明的是，上述密勒补偿增加了右半平面零点，该零点会衰减环路的相位裕度，因此，需要给密勒电容串联一个电阻以抵消该右半平面零点[1]。

5.5 密勒电容倍增补偿

电容倍增频率补偿的原理是通过采样流过电容的电流，在电流镜的作用下，将其放大K倍，然后反馈到采样端，这样等效于将采样的电流放大了K+1 倍，频率较低的情况下，容抗增加了K倍[17]，原理如图7 所示。

图7 密勒电容倍增补偿

5.6 嵌套式密勒补偿

嵌套式密勒电容补偿技术是各种高阶增益系统补偿设计的基础，它是基于传统的两级密勒补偿技术延伸出来的，通过一个外部补偿电容CM1 和一个内部补偿电容CM2 来分离极点的位置，如图8 所示。其中CM1 主要用来压缩第一级的输出极点，CM2 用来改变两个次极点的性质，分离两个次极点，或者让之成为一对共扼复极点，并且控制其Q值大小，从而改变频率响应特性[17]。

图8 嵌套式密勒补偿

5.7 共源共栅密勒补偿

传统密勒补偿会产生一个右半平面零点衰减环路的相位裕度，需要串联一个调零电阻来抵消该右半平面零点，这增加电路设计的复杂度和成本，为了避免传统密勒补偿的不足之处，在芯片设计时采用共源共栅密勒补偿[1]。

5.8 零点跟踪负载电流频率补偿

将误差放大器和功率管之间增加缓冲级来进行隔离的方法采用较小的ESR电阻就能起到频率补偿的作用，但它不能保证整个负载范围的相位裕度，而在实际设计中，为了优良的性能，应确保其在尽可能宽的工作条件下有足够大的相位裕度和足够快的瞬态响应。如果此时，系统内部有一个零点产生，并且此零点的位置也是随着负载电流的变化而变化，当负载电流变大的时候，零点的位置也移向高频，并且此零点和输出极点的位置相差不大，此零点就可以补偿输出极点造成的附加相位[15,17]，具体电路如图9 所示。

图9 零极点跟踪负载电流补偿

在传统的电路中增加一个电阻Rc，一个电容Cc，同时再增加一个PMOS 管Mc(工作在线性区MOS 管相当于一个可变电阻)，使得Mc的栅极和调整管的栅极相连，同时保持Cc、Rc、Mc串联，负载电流变化时，极点和零点位置都发生变化，达到增加相位裕度、保证稳定的目的。

5.9 阻尼系数控制频率补偿

采用级间密勒补偿在环路中会产生一个频率非常低的主极点，然后由于受到两个次极点的影响，环路的稳定性能不佳，此时如果通过一个阻尼系数控制单元(DFC)使得两个次极点的位置调整到单位增益带宽以外，降低次极点对环路相位的影响，保证在单位增益带宽以内只有一个主极点，则可以大幅度提高环路的稳定性[17]，阻尼系数控制频率补偿电路如图10 所示。

图10 阻尼系数控制频率补偿

6 结论

本文讨论了LDO 主要性能和关键指标，分析了LDO 输出震荡的机理和环路补偿方法，针对工程应用提出了LDO 选型的建议，有助于硬件工程师增强对LDO 电源芯片的认识、正确选型和应用。