双通带三维频率选择表面设计及分析

于正永，朱建平，丁胜高，唐万春

(1.江苏电子信息职业学院 计算机与通信学院，江苏 淮安 223003；2.苏州长风航空电子有限公司，江苏 苏州 215151；3.南京师范大学 电气与自动化工程学院，江苏 南京 210023)

0 引言

频率选择表面(Frequency Selective Surface,FSS)由于其优越的空间滤波特性备受研究人员关注,诸如通过设计宽带、多频带和小型化等高性能FSS,满足不同场景的应用需求[1];通过设计吸波与透波一体化FSS,实现目标隐身[2];此外,FSS还可以应用于定位[3]、无线传能等。随着卫星通信、现代军事系统和高增益天线副反射器的快速发展,相应场景的应用需求不断增加,为增加信道的容量和确保多径通信的安全性,开展双通带或多频带FSS研究十分有意义。通常,双通带FSS可以采用盘绕[4]、互补[5]以及组合[6]等方式来实现。但是,这些FSS[4-6]的2个通带均为一阶响应,通带平坦度较差。曹其栋等[7]基于方环形缝隙及其互补结构设计了X/Ku 波段的双通带FSS。杨霞等[8]通过加载金属化过孔构建双模谐振器,实现了一种具有小通带比的双频FSS。但文献[7-8]中低频通带均为一阶响应。文献[9]基于亚波长感性线栅和容性贴片的多层结构设计和实现了一种小型化二阶双通带FSS。2种不同尺寸的圆形金属贴片通过孔径耦合,分别产生低频和高频2个通带,形成二阶双通带FSS[10]。基于双方形槽和基片集成波导腔,提出了一种高选择性双频带通FSS[11]。通过堆叠双层周期单元阵列,在电磁耦合作用下实现了小通带比、高选择性、双频带通FSS[12]。Zhang等[13]通过将两端刻蚀金属圆环的圆柱介质谐振器插入带有孔径的金属板中,设计了一种双通带FSS。文献[11-13]提出的FSS单元结构电尺寸较大,在一定程度上影响了其角度稳定性能。作为二维FSS的一种替换方式,2.5维FSS[14-15]和三维(Three Dimensional,3D)FSS[16-17]设计概念被提出。Yang等[15]利用电磁耦合效应,设计了一种超薄、小型化、通带可调的双频2.5D FSS。通过3层平行带线阵列和2个单层金属贴片阵列的组合,设计和实现了一种具有任意通带比的双通带3D FSS[17]。文献[15,17]仅能工作在单极化模式,限制了其应用。文献[18]基于平行平板波导(Parallel Plate Waveguide,PPW)和方同轴波导(Square Coaxial Waveguide,SCW)组合结构,提出了一种具有双边陡降特性的带通FSS,在此基础上,通过在PPW路径中加载金属通孔和环形槽、在SCW路径中加载环形槽,设计了一种小型化、小通带比、良好的角度稳定性、双极化二阶双通带3D FSS。

1 FSS单元设计

双通带3D FSS单元结构的形成过程如图1所示。其中,图1(a)为内表面刻蚀金属贴片的介质方筒(相对介电常数为3.5)结构,相邻结构之间构成PPW传播路径,图1(d)为内外表面均刻蚀金属贴片的介质方筒(相对介电常数为4.4)结构,构成SCW传播路径。① 图1(a)→图1(b):通过在图1(a)中PPW路径中心位置加载金属通孔,形成二阶通带[8]。② 图1(b)→图1(c):通过在图1(b)中内层金属贴片方筒中央位置加载环形槽,在通带右侧带外引入一个传输零点。图2给出了PPW路径的演变过程仿真曲线,参数t=20 mm;p=12 mm;b=8 mm;d=0.4 mm;s1=0.2 mm;s3=0.4 mm。由图2可以看出,在加载金属通孔后,由图1(a)PPW谐振产生的一个传输极点分裂为2个传输极点,原因在于通过加载金属通孔将PPW路径分为2个1/4波长谐振器,在电磁耦合作用下,单一谐振模式分裂为奇模和偶模谐振模式,产生2个传输极点。此外,在加载环形槽后,金属通孔随之增加至2个,分别位于环形槽上下两侧,既保留了二阶平坦通带特性,又借助环形槽处的不连续性引起的电磁波反射产生了一个传输零点。③ 图1(d)→图1(e):通过在图1(d)中内层金属贴片方筒中央位置加载另一个环形槽,形成另一个二阶通带。图3给出了SCW路径的演变过程仿真曲线,参数t=20 mm;a=6 mm;b=8 mm。由图3可以看出,未加载环形槽时,由SCW路径产生了分别位于低频和高频的2个传输极点,在加载环形槽后,将SCW路径分为2个短SCW谐振器,在电磁耦合作用下,随着环形槽的高度s2变大,2个传输极点逐渐靠拢,从而形成平坦的二阶通带。 ④ 图1(e)→图1(f):去除图1(e)中外层金属贴片方筒。⑤ 图1(c)和图1(f)嵌套组合:可得到如图1(g)所示的双通带3D FSS单元结构,通过适当的单元结构参数优化设计获得较好的FSS性能指标。此时,可以发现图1(e)中外层金属贴片方筒作用由图1(c)带有环形槽的内层金属贴片方筒替代,确保构成2个短SCW谐振器。

图1 双通带3D FSS单元结构的形成过程Fig.1 Formation process of dual-passband 3D FSS unit structure

图2 PPW路径的演变过程Fig.2 Evolution process of PPW path

图3 SCW路径的演变过程Fig.3 Evolution process of SCW path

本文提出的双通带3D FSS 4×4单元阵列示意如图4(a)所示。图4(b)为该3D FSS单元结构的3D透视图。由图4(b)可知,该3D FSS单元结构由PPW路径(记为路径I)和SCW路径(记为路径II)组成。路径I由相邻单元结构的外层金属贴片方筒和介质1构成,通过加载金属通孔和外层环形槽形成2个相同的1/4波长谐振器。路径II由内外层金属贴片方筒和介质2构成,通过加载内层环形槽形成2个相同的短SCW谐振器。介质1和介质2的相对介电常数分别表示为εr1和εr2。单元结构的俯视图和侧视图分别如图4(c)和图4(d)所示。该3D FSS的厚度为t,单元结构的周期为p,金属通孔的直径为d,金属通孔与外层环形槽之间的距离为s3,内层和外层金属贴片方筒的边长分别为a和b,内层和外层环形槽高度分别为s2和s1。

(a)3D FSS 4×4单元阵列示意

(b)单元结构3D透视图

(c)单元结构俯视图

(d)单元结构侧视图图4 双通带3D FSS结构Fig.4 Structure of dual-passband 3D FSS

2 FSS滤波响应仿真

双通带3D FSS在表1设计参数条件下的传输系数和反射系数的高频结构仿真器(High Frequency Structure Simulator,HFSS)仿真曲线如图5所示。由图5可以看出,该3D FSS具有双通带滤波特性,低频通带包括fp1=4.89 GHz和fp2=5.0 GHz两个传输极点,高频通带包括fp3=6.49 GHz和fp4=6.54 GHz另外2个传输极点,高频通带右侧带外引入一个传输零点fz=9.25 GHz。同时,2个通带之间隔离度大于20 dB,2个通带之间的通带比为1.32。低频通带和高频通带的3 dB带宽分别为0.53 GHz(4.67～5.2 GHz)和0.34 GHz(6.36～6.7 GHz),对应的3 dB相对带宽分别为10.74%和6.89%。此外,该3D FSS单元结构的电尺寸p×p×t为0.13λ0×0.13λ0×0.22λ0(λ0为低频通带中心频率处的自由空间波长)。

表1 双通带3D FSS的设计参数Tab.1 Design parameters of dual-passband 3D FSS

图5 双通带3D FSS传输系数和反射系数的HFSS仿真曲线Fig.5 HFSS simulated curves of transmission and reflection coefficients of dual-passband 3D FSS

3 FSS机理分析

3.1 理论分析

双通带3D FSS的传输极点处的电场矢量分布如图6所示。图6(a)给出了低频通带中fp1处电场矢量分布情况,此时仅有路径I被激励,传播的是TEM波。以0.5t处xoy水平面作为单元结构的对称面,由图6(a)可以看出,对称面两侧区域的电场矢量幅值在两端处最大并往中间逐渐减小,在金属通孔处最小,由于对称面两侧的电场矢量方向未发生改变,此时的对称面可以看作理想磁壁,因此路径I中的2个1/4波长谐振器在电磁耦合作用下,形成偶模谐振器(记为R1),在频率fp1处产生一个传输极点。图6(b)给出了低频通带中fp2处电场矢量分布情况,此时仅有路径I被激励,传播的也是TEM波。fp2处的电场矢量幅值变化与fp1相似,但对称面两侧区域的电场矢量方向发生了变化,此时的对称面可以看作理想电壁,因此路径I中的2个1/4波长谐振器在电磁耦合作用下,形成奇模谐振器(记为R2),在频率fp2处产生另外一个传输极点。图6(c)给出了高频通带中fp3处电场矢量分布情况,此时仅有路径II被激励,传播的是SCW端面方形槽谐振模式。电场矢量幅值在z轴方向上不发生改变,且对称面两侧区域内2个短SCW结构内电场矢量方向一致,此时该对称面可以看作理想磁壁,路径II中的2个短SCW在电磁耦合作用下,形成偶模谐振器(记为R3),在频率fp3处产生一个传输极点。图6(d)给出了高频通带中fp4处电场矢量分布情况,此时仅有路径II被激励,传播的也是SCW端面方形槽谐振模式。fp4处的电场矢量幅值变化与fp3相似,但对称面两侧区域的2个SCW电场矢量方向相反,此时的对称面可以等效为理想电壁,因此路径II中的2个短SCW谐振器在电磁耦合作用下,形成奇模谐振器(记为R4),在频率fp4处产生另外一个传输极点。综上所述,低频通带由PPW路径提供,高频通带由SCW路径提供。

(a)fp1

(b)fp2

(c)fp3

(d)fp4图6 传输极点频率处的电场矢量分布Fig.6 Electric-field vector distributions at the frequencies of transmission poles

双通带3D FSS的传输零点fz处电场矢量分布情况如图7所示。由图7可以看出,路径I和路径II均被激励,外层环形槽处由于不连续性引起电磁波反射现象,由此在高频通带右侧带外产生一个传输零点。

图7 传输零点频率处的电场矢量分布Fig.7 Electric-field vector distribution at the frequency of transmission zero

此外,图8给出了双通带3D FSS的等效电路示意。电磁波由入射端1输入,路径I和路径II均被激励起来,路径I由于加载金属化过孔,耦合分裂为偶模和奇模2个谐振器R1和R2,分别产生了2个传输极点,形成了低频通带。路径II由于加载环形槽,耦合分裂为偶模和奇模2个谐振器R3和R4,分别产生了2个传输极点,形成了高频通带。路径I中环形槽处电磁波反射产生了一个传输零点。最终电磁波由出射端2输出。

图8 双通带3D FSS等效电路示意Fig.8 Schematic diagram of dual-passband 3D FSS equivalent circuit

3.2 参数研究

不同设计参数变化对该3D FSS滤波响应的影响如图9所示。由图9(a)可知,在其他结构参数不变的情况下,当a增大时,路径II端面上的方形槽等效周长增大,对应的谐振波长增大,因此高频通带随之往低频方向移动,传输零点也随之往低频方向移动;对低频通带基本无影响。由图9(b)可知,当b增大时,路径I中平行平板电容值变大,低频通带往低频方向移动,同时路径II端面上的方形槽等效周长增大,对应的谐振波长增大,高频通带往低频方向移动;此外,b增大也引起外层环形槽处不连续性等效电容变小,使得传输零点往高频方向移动。当p增大时,路径I中平行平板电容值变小,路径I中奇偶模电磁耦合作用减弱,fp1和fp2随之靠拢。此外,p增大引起外层环形槽处不连续性等效电容变大,使得传输零点往低频方向移动,对高频通带基本无影响,如图9(c)所示。当t增大时,路径I中1/4波长谐振器波长变大,导致低频通带往低频方向移动,传输零点也随之往低频方向移动。由于高频通带是由2个相同的短SCW谐振器耦合产生的,主要与路径II端面上的方形槽等效周长相关,t的变化基本不会引起高频通带的变化,如图9(d)所示。由图9(e)可知,当d增大时,路径I中金属通孔的电感变小,低频通带随之往高频方向移动,传输零点也随之往高频方向移动;对高频通带基本无影响。由图9(f)可知,当s1增大时,外层环形槽的高度变大,路径I中2个相同1/4波长谐振器的耦合间距变大,电磁耦合作用减弱,低频通带中2个传输极点随之靠拢,s1增大时1/4波长谐振器实际波长变小,使得传输零点随之往高频移动,但对高频通带基本无影响。当s2增大时,路径II中2个相同短SCW谐振器的耦合间距变大,电磁耦合作用减弱,高频通带中2个传输极点随之靠拢,s2增大引起外层环形槽处不连续性等效电容变大,使得传输零点往低频方向移动,但对低频通带基本无影响,如图9(g)所示。当s3增大时,路径I中2个金属通孔间距变大,1/4波长谐振器实际波长变小,且谐振器之间的电磁耦合作用减弱,因此可以看出低频通带往高频方向移动,且2个传输极点随之靠拢。s3增大引起外层环形槽处不连续性等效电容变大,使得传输零点往低频方向移动,但s3增大对高频通带基本无影响,如图9(h)所示。综上所述,在FSS优化设计过程中,可以通过主要参数d、s1以及s3来综合控制低频通带,可以通过主要参数a、s2来综合控制高频通带。

(a)参数a

(c)参数p

(d)参数t

(e)参数d

(f)参数s1

(g)参数s2

(h)参数s3图9 双通带3D FSS设计参数对性能的影响Fig.9 Effect of design parameters on performance of dual-passband 3D FSS

4 FSS性能仿真及对比

4.1 极化独立性分析

双通带3D FSS在TE和TM极化条件下的滤波响应曲线如图10所示。 由图10可知,TE和TM极化条件下的传输系数、反射系数曲线均基本吻合,充分验证了所提出的3D FSS具有良好的极化独立性,可以应用于双极化场景。之所以能够实现双极化,是因为所提出的3D FSS单元结构具有对称性。

图10 TE和TM极化条件下双通带3D FSS的滤波响应Fig.10 Filtering responses of dual-passband 3D FSS under TE and TM polarization conditions

4.2 角度稳定性分析

不同极化和不同入射角下的传输系数和反射系数仿真曲线如图11所示。在TE极化条件下,当电磁波以0°、20°、40°入射时,通带内的插入损耗均小于0.5 dB,回波损耗值均大于10 dB,该3D FSS的传输零/极点位置基本未发生变化,其滤波响应相对稳定;当入射角q增加时,通带插入损耗增加,端口波阻抗增大,谐振器的品质因数变高,使得3D FSS通带的带宽变窄[19],如图11(a)所示。在TM极化条件下,当电磁波以0°、20°、40°入射时,通带内的插入损耗均小于0.8 dB,回波损耗值均大于15 dB,2个通带基本未发生变化,虽然传输零点随着入射角度增加,往低频方向移动,但对3D FSS通带性能基本没有影响;当入射角q增加时,通带插入损耗减少,端口波阻抗减小,谐振器的品质因数变低,使得3D FSS通带的带宽变宽[19],如图11(b)所示。

(a)TE极化

(b)TM极化图11 双通带3D FSS在斜入射条件下的传输系数和反射系数Fig.11 Transmission and reflection coefficients of dual-passband 3D FSS under oblique incidence

4.3 性能对比分析

表2给出了本文与现有相似文献的对比结果。由表2可以看出,所提出的3D FSS具有双极化、小型化、较小的通带比、良好的角度稳定性等优势。

表2 与相似特性FSS的对比Tab.2 Comparison of FSS with similar characteristics

5 结束语

基于PPW和SCW组合结构,设计了一种二阶双通带3D FSS。通过在PPW路径中加载金属通孔和环形槽,构建一个双模谐振单元,耦合产生低频通带,其环形槽处不连续性引起的电磁波反射产生了一个带外传输零点。通过在SCW路径中加载环形槽,构建另一个双模谐振单元,耦合产生高频通带。所提出的3D FSS具有双极化、小型化、小通带比以及良好的角度稳定性等优势,其实物可以采用普通的印刷电路板工艺加工和组装得到,能够较好地满足卫星通信系统中通信设备双通带的应用需求。