基于自适应占空比调整的Buck-Boost 型DC-DC 变换器瞬态响应增强方法

郭仲杰，邱子忆，李梦丽，卢沪，刘楠

（西安理工大学 自动化与信息工程学院，陕西，西安 710048）

近年来，便携式消费类电子产品的深入发展对DC-DC 提出了更高的要求，电流模DC-DC 因具有较好的瞬态响应能力、较高的转化效率而被广泛应用[1].

理想的DC-DC 变换器在负载电流允许的范围内可以始终保证输出电压的稳定.可实际上，DC-DC 变换器能够及时响应负载电流变化的能力是有限的，在负载电流发生突变时，电感电流总是滞后于负载电流的变化，从而导致输出电压过冲或者跌落[2-3].如果这种响应非常慢则会导致过冲或者跌落电压过大，这样便会影响到负载模块的功能甚至性能劣化.DING 等[4]采用了COT 控制模式，在10 MHz 的开关频率下将负载瞬态响应的恢复时间降低至3.5 μs 并且拥有更小的面积，但是由于电感电流与输出电压的异相（通常为几十ns）还需额外设计高带宽快速响应的电感电流采样电路，给设计带来巨大挑战；CHIU等[5]基于Buck 变换器提出了自适应时钟控制以改变负载瞬态时的时钟频率，该方法没有考虑反馈电压的纹波，在稳态工作时时钟频率不固定会带来EMI干扰，同时除Buck 变换器的非最小相位系统存在的RHP (right half plane)会极大限制带宽，仅改变时钟频率在非最小相位系统对瞬态响应的改善十分有限；TONG 等[6]提出了基于电荷泵的SIMO (single inductor multiple output)的变换器，其仅仅使用单个电感即可实现升压或降压的功能，这对多电源的集成电路系统是有利的，通过调整传统的功率级拓扑结构消除了RHP 的影响，在负载电流发生较小变化时效果很明显，但是当负载电流发生较大变化时，反馈环路很难迅速使得占空比达到饱和（占空比为1 或0）；ZENG 等[7]采用的整体系统工作在100 MHz 的频率下，电感和负载电容均做到nH 和nF 级别，这对高集成度是非常有利的，整体芯片面积仅有1 mm2，该系统通过辅助SAR-ADC 控制可编程电流泵电路对输出电容器进行充放电，大幅减小了恢复时间，但是由于SAR-ADC 的采样与量化时间使得检测较慢，所以会引起更大的过冲电压.虽然高频工作可大幅降低外围器件的面积，但是额外引入的电荷泵在系统稳态时不工作又造成了面积的浪费.

针对以上研究进展的弊端，为了提升脉冲宽度调制（PWM）峰值电流模DC-DC 的瞬态响应能力，本文在传统峰值电流模架构的基础上，一方面借鉴COT 等调频控制模式的优势，使得瞬态响应时系统可自适应时钟控制；另一方面提出了一种瞬态响应增强方法，既消除了传统负载瞬态检测延时大、设计难度高等不利因素，又能够进一步提升电感电流转换速率.

1 负载瞬态响应机理研究

当负载电流突然阶跃变化时，由于电感电流无法及时满足负载电流的变化，在电感电流逐步变化时，负载电容就会进行充、放电，因此输出电压就会过冲或者跌落.图1 所示为负载电流阶跃增大时输出电压与电感电流变化的示意图.IO1和IO2分别为负载变化前后电流.当发生负载瞬态时，输出电压首先会产生ΔVESR与ΔVESL两段跌落[8]，分别由负载电容的等效ESR 和等效ESL 产生，电感电流处于线性充电状态，由于IL依然小于IO，负载电容持续放电；当IL=IO时，负载电容电流为0，电压跌落为ΔVO；当IL＞IO时，负载电容开始充电，输出电压逐渐提高至稳态值.

图中A1的面积代表了负载电容释放的电荷，这会带来输出电压的跌落：

式中：VIN、VO分别为输入电压和输出电压；L、C分别为滤波电感、电容.

根据式（1），减小A1可以获得较小的ΔVO以改善瞬态响应并且将恢复时间TR缩短至TR`.

图1 中IL为占空比未饱和时电感电流直流波形，蓝色实线为考虑电感纹波后电感电流波形[9]，IL′为占空比饱和时电感电流实际波形.可以看出在电感充电时，由于系统带宽等因素的影响，主开关管占空比不会在短时间内迅速达到饱和，从而导致电感电流转换速率较低.

2 峰值电流模DC-DC 架构分析

图2 展示了采用快速瞬态方法的峰值电流模Buck-Boost 变换器的整体架构.

图2 采用瞬态增强方法的Buck-Boost 变换器Fig.2 Buck-Boost converter with transient enhancement scheme

传统架构在发生负载瞬态时，振荡器输出频率是固定的，想要快速响应负载的变化，只能通过每一个周期逐步的反馈[10].本文设计的整体架构采纳了COT 模式变频的优势，在瞬态发生时将反馈电压的变化量反馈至gm1与gm2，输出与稳态值不同的电流达到负载瞬态时自适应时钟控制的目的.瞬态时振荡器的输出频率为

式中：IOSC为振荡器电容的充电电流；CO为电容容值；VREF与EA 偏置相同.

同时本文提出了一种利用占空比信号进行采样从而对负载瞬态进行快速检测的电路，当瞬态信号来临时激活快速瞬态控制模块，调整DAC 输出基准电压，使得VFB与VREF的差值变大，此时EA 工作在比较器状态，在该状态下输出VC快速地提升至预设最高电压或者降低至最低电压：

其中kIS和T分别为采样电流的斜率和周期[11].

图3 所示为图1 中一个周期的电感电流波形，根据以下公式可得传统系统占空比未饱和等效电感电流波形的斜率K为

图3 一个周期内电感电流波形示意图Fig.3 Schematic diagram of inductor current waveform in one cycle

式中：L为电感感值；V为电感两端电压；T0为周期起始时间；T1电感充电结束时间；T2为电感放电结束时间，即一个周期的时间；ΔIL为一个周期内电感电流变化量.

本系统占空比饱和后电感电流波形的斜率K′为

根据式（1）可得

显然A’1＜A1即.

由图4 可以明显看出，相较于传统PWM 电流模架构，本文设计方法能够在发生瞬态时迅速将占空比饱和从而很快地恢复输出电压VOUT.

图4 工作波形Fig.4 Transient operating waveform

3 基于自适应占空比调整的Buck-Boost型DC-DC 变换器

3.1 自适应时钟

图5 所示为本文设计可变频振荡器具体电路图.gm1与gm2为两个跨导放大器，M1～M12和M13～M25组成电流选择电路，MS1与MS2为软启动使能信号EN 开关管.gm1负责采集负载从重载到轻载的信息，gm2负责采集负载从轻载到重载的信息，两路电流选择电路的输出与基准电流源形成电流减法器.

图5 可变频振荡器原理图Fig.5 Schematic of variable frequency oscillator

具体工作原理如下，当VFB变化过大导致Igm1过大时Igm1大于IM，流过M8的电流为IM，M9和M10的电流为Igm1与IM的差值，所以M11和M12最终流过的电流I1被钳位至：

VFB变化不大时，Igm1小于IM，流过M8的电流为Igm1，M9和M10为截止状态，最终I1流过的电流为

I2分析同理.由上述公式可得电流选择电路输出电流I1与I2分别为Igm1和IM的最小值与Igm2和IM的最小值.系统稳态下，由IREF提供振荡器的充电电流，当发生负载从轻载到重载的突变时，gm2产生的电流为

此时gm1不产生电流，所以此时IOSC为

当发生负载从重载到轻载的突变时，gm1产生的电流为

此时gm2不产生电流，所以此时IOSC为

值得注意的是，如虚线框所示本文设计跨导放大器gm1、gm2的输入对管采用不对称宽长比处理，其目的是为了产生一定的迟滞窗口，防止在VFB及VREF附近时时钟频率产生抖动而影响稳态时系统的工作.当系统负载电流发生微小变化时，该电路可自适应地将开关频率从1.5 MHz 逐步调整到0.75 MHz和3 MHz，促进快速占空比饱和.

3.2 快速瞬态检测电路

传统的瞬态检测电路通常对反馈电压VFB进行检测[12]，当发生负载瞬态响应时，输出电压VOUT的波动会引起VFB产生一个很小的波动[13]，利用VFB和一个基准电压比较从而判断瞬态的发生.这种方法的弊端是，VFB通常伴随着纹波，首先需要使用低通滤波器VFB进行滤波，而滤波过程本身就会造成不可避免的延时，并且由于VFB变化太小，如需快速检测出VFB的变化，这对比较器的带宽和精度的设计有着很高的要求；综合考虑上述方法的弊端，本文提出的瞬态响应检测电路通过对占空比信号进行采样，判断占空比在相邻两个周期的变化从而判断负载瞬态响应的发生，通常在一个时钟周期即可检测负载瞬态响应的发生.

图6 展示了负载瞬态响应检测电路原理图.其中占空比转换模块将占空比的大小转换至模拟电压值，其中M1～M4提供大小为振荡器充电电流IOSC的偏置电流，M5与M6为采样管，M5的栅极信号为主开关管的栅极信号D，M6的栅极信号为主开关管栅极信号取反.在主开关管导通时，M5管导通，IOSC通过M5管向CD电容充电，可得CD上的电压为

图6 负载瞬态响应检测电路原理图Fig.6 Schematic of load transient response detection circuit

由上述公式可得，CD电容在一个周期内的采样电压VCD与占空比D呈正相关，即采样电压VCD的大小即可反应占空比的大小.M6管在一个周期采样结束后将CD电容上的电压清零，在下个周期重复上述采样过程.

采样的同时，VCD通过一个高速Buffer 将电压传输到采样保持模块，两路采样保持电路交替采样当前周期和上一周期的占空比的大小.TG1～TG6的逻辑控制信号由图7 电路产生，将占空比信号D通过分频器得到D-信号，D与D-信号进行与逻辑得到D_1 信号，D与D_1 信号进行异或逻辑可得D_2 信号，由图可知，D_2 信号始终比D_1 信号晚一个周期.

图7 瞬态响应检测电路逻辑信号产生图Fig.7 Logic signal generation diagram of transient response detection circuit

采样结束后，将存储的电压VA、VB通过数据选择电路传输至比较器COM1与COM2的正负端.TG3～TG6的逻辑信号用上述同样方法产生，区别是输入信号为CLK 时钟信号.在VA采样当前周期占空比大小时，TG3与TG6导通，分别将VA输入至两个比较器的正端，VB输入至两个比较器的负端；在VB采样当前周期占空比大小时，TG4与TG5导通，分别将VB输入至两个比较器的正端，VA输入至两个比较器的负端.可见比较器的正端始终输入当前周期采样电压VCD，NOW，负端始终输入上一周期采样电压VCD，LAST.M7与M8为放电NMOS 管，在比较器比较结束后将VC、VD存储电压清空.

如图8 所示，为了防止VC、VD由于时钟馈通和电荷注入产生的固有失调以及输出电压纹波导致占空比在一定范围内的波动，故使用迟滞比较器防止在稳态时产生的逻辑信号误翻转.

图8 脉冲输出迟滞比较器Fig.8 Pulse output hysteresis comparator

M4与M21的作用是使得VS1输出脉冲电压.

整体瞬态响应检测电路关键节点工作时序图如图9 所示.

图9 整体电路工作时序图Fig.9 Overall circuit operation timing diagram

两路采样保持电路由于设计为对称结构并输入至比较器的两端，比较器再进行差模输出，所以能有效地抑制噪声以及电荷注入等“共模输入”所引起的电压偏移，由于迟滞比较器的作用，整体检测电路只要设置合适的迟滞值就能够满足所有的PVT 条件.

3.3 瞬态控制电路

如图10 所示：当瞬态检测模块检测到瞬态响应的发生时，VS1-与VS2分别代表了重载到轻载与轻载到重载时的逻辑信号，当软启动使能信号EN 为高电平时，VS1-、VS2高电平脉冲触发SR 锁存器，分别会打开M2、M3开关，输出高于稳态基准电压VM的VH与低于稳态基准电压的VL.

图10 瞬态控制电路Fig.10 Transient control circuit

此时由于基准电压相对VFB的反向变化使得占空比迅速调整至饱和.

4 验证结果与分析

本文基于0.18 μm BCD 工艺对所提出的电路进行了版图设计与全面仿真验证，图11 为本文提出的方法应用于Buck-Boost 型变换器芯片的版图照片.

图11 芯片版图照片Fig.11 Chip layout photo

整体芯片设计面积为2 200 μm×1 120 μm.本变换器提供了从-5.4～-1.4 V 可编程的输出电压范围，并能提供最大900 mA 的负载电流ILOAD,MAX.

为了验证本文提供方法的快速瞬态响应效果，负载电流ILOAD从20 mA 在5 ns 的时间内快速步进至620 mA，反之亦然.瞬态步进负载电流为ISTEP=600 mA.

图12 为未应用本文提出瞬态增强方法的Buck-Boost 型变换器的负载瞬态波形.可见瞬态过冲与跌落电压分别为87 mV 和89 mV，重载到轻载的恢复时间为64 μs，轻载到重载的恢复时间为61 μs.

图12 未应用本文提出快速瞬态方法的Buck-Boost 型变换器的负载瞬态波形Fig.12 Load transient waveform of a Buck-Boost converter without the proposed fast transient method

图13 为应用了本文提出快速瞬态方法的Buck-Boost 型变换器的负载瞬态波形.可见瞬态过冲与跌落电压分别为33 mV 和39 mV，重载到轻载的恢复时间THTL=5 μs，轻载到重载的恢复时间为TLTH=12 μs.显然，所提出的快速瞬态方法显著的改善了负载瞬态响应，减小了62%的过冲电压、56%的跌落电压，重载至轻载的恢复时间减小了92%、轻载至重载的恢复时间减小了80%.

图13 应用了本文提出快速瞬态方法的Buck-Boost 型变换器的负载瞬态波形Fig.13 Load transient waveform of a Buck-Boost converter with the proposed fast transient method

在输入电压3.7 V，输出电压-2.7 V，典型工作频率1.5 MHz 的工作条件下测量到的稳态波形如图14所示，大带载900 mA 时，系统的纹波达到10.2 mV.

图14 系统稳态波形Fig.14 The steady-state waveform of the system

图15 为不同负载下系统的转换效率图，当负载大于150 mA 时转换效率大于80%，随着负载电流增大，转换效率提高，当负载电流为300 mA 时转换效率可高达93.8%，之后随着负载电流的增大转换效率逐渐减小，但基本维持在80%以上，在满载（900 mA）时也能达到83%.

图15 不同负载下系统的转换效率Fig.15 Transition efficiency at different VIN

定义了式（20）品质因数（figure of merit，FOM）来综合比较各变换器的性能，如下所示.

较小的FOM 代表较快的瞬态响应和较高的峰值效率.

表1 为本文设计方法验证结果与参考文献[4-7]对比，由于DING 等[4]采用了10 MHz 的工作频率，所以整体芯片面积比本文设计小38.8%，并且改进了高频工作下的开关损耗以提升效率.TONG 等[6]采用混合结构拓扑解决了系统RHP 的问题，提升了整体系统带宽，并能同时实现升降压等模式，但采用过多片外元件使得面积过大.ZENG 等[7]采用更高的100 MHz 工作频率使得芯片面积进一步减小，但是却没有解决该方法带来额外损耗的影响.本文相比较文献[4-7]，在更大的步进电流ISTEP下拥有综合而言更低的过冲、跌落电压与恢复时间，即拥有更好的瞬态响应能力.

表1 文献对比Tab.1 Literature comparison

5 结 论

针对PWM 峰值电流模的DC-DC 变换器的瞬态响应能力优化，本文提出了一种应用于PWM 峰值电流模的Buck-Boost 变换器的瞬态响应增强方法，该方法一方面在瞬态响应时改变系统工作频率，另一方面改变DAC 输出基准电压，使得误差放大器工作在比较器状态，从而使占空比迅速饱和，达到快速瞬态响应的目的.同时，提出了一种快速瞬态检测电路，该瞬态检测电路与以往针对反馈电压检测的方法，具有检测精度高、速度快、受PVT 的影响较小的优势.该方法已成功应用于一款Buck-Boost.