小型化腔体宽带5G天线设计

杨宇飞，苏成悦，李红涛，吴艳杰，麦伟图

（广东工业大学 物理与光电工程学院，广东 广州 510006）

随着对5G无线通信系统需求量的不断增加，为满足不断增长的数据带宽要求，无线电频谱逐渐向3.6 GHz以上发展。但伴随着频率的提升，天线的绕射能力变差，衰减也在提高，所以5G天线的覆盖能力远远不如4G天线，因此低成本易安装的宽带无线通讯系统成为了研究热点之一[1-2]。

使用阵列天线可以比较容易实现更高的技术指标满足实际应用。同时，满足5G天线波束赋予的关键技术[3]，需要设计移相器调整天线基本单元间的相位。但是，过多使用移相器，会大大增加整个系统的复杂性和成本，为了解决这个问题，可重构天线是其中一种解决方法。而5G天线频率相较4G有所提高，同样的传输距离损耗增大又进一步增加了成本。可重构天线也存在一些问题，例如工作带宽较窄，为了多方面优化其这些性能，引入基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide，SIW)谐振腔的设计是一种解决方式。相较于其他微带天线[4-5]、缝隙天线[6]设计的SIW谐振腔普遍拥有较高的辐射效率和较大的带宽[7-11]，这在实际应用中是很关键的。双层设计的SIW谐振腔天线[12]没有表面波的干扰，拥有更好的性能，但其加工成本相较单层提高数倍，而且存在更大的装配误差。

本文将SIW谐振腔引入可重构天线的设计，将矩形贴片与腔体集成在一块单层PCB上。在天线主单元两侧对称布置一对寄生单元，并通过SIW谐振腔上的缺口进行能量传输。设计方案使得天线的回波损耗S11≤−10 dB的工作带宽达到10%左右，增益大于7 dBi。采用Ansys HFSS进行天线的建模和优化，并制备样品进行了测试。

1 天线设计

天线的三维结构如图1(a)所示，由3个部分组成：天线主单元和两个寄生单元。从图1(a)可以看出，SIW谐振腔、矩形贴片和馈电集成在同一块介质基板上。这种结构比较简单，加工方便，可以有效规避传统金属腔体天线笨重的弊端。

图1 天线结构图Fig.1 Antenna structure diagram

对于中间的主单元，腔体采用金属化过孔在天线介质基板上围出，可以等效为金属壁，让电磁波在内部谐振。同时，在腔体内部，刻蚀了“口”字型缝隙，独立分割出一块矩形贴片。矩形贴片内部有金属化过孔和反面的PCB地链接。在腔体的下部，馈电采用了梯形结构进行连接，实现阻抗变换的功能[13]。并在梯形较窄的一端，连接50 Ω微带线，使得SIW腔体完成阻抗匹配。

为了增加天线的增益和可重构功能，在主单元的左右两侧分别加入了寄生单元。寄生单元的结构和主单元类似，馈电部分50 Ω微带线不接小型射频螺纹同轴连接器(SubMiniature version A，SMA)头馈电，通过金属化过孔接地。主单元和寄生单元之间通过主单元金属化过孔左右两侧的缺口进行能量传输。天线的平面尺寸为74 mm×230 mm，采用介电常数为2.2、正切损耗为0.02、厚度h为1.6 mm的FR-4作为介质基板。之所以选择这种材质，是由于这种基板的价格优势较大，可以显著降低成本，也基本能满足Sub6频段电磁信号的传输需求。

在设计过程中，为了尽量使金属化过孔更加等效于金属壁的效果，减少能量泄露，金属化过孔的设计必须满足式(1)[12,14]。同时，金属化过孔的尺寸也会影响腔体的实际等效尺寸，结合式(2)，同时考虑到腔体的大小还有寄生单元的排列，取金属通孔的直径d=4 mm,相邻通孔之间距离p=3 mm。

天线的腔体和天线辐射体产生的谐振点频率不同，天线可以通过这2个结构不同谐振点的耦合，增大天线的带宽。SIW谐振腔工作在TE210模，而矩形贴片工作在TM10模。因此，SIW腔体和矩形贴片的几何尺寸需要满足式(3)～(4)的要求[15-16]。

式中：m、n、p均为正整数，其中 µr为相对磁导率，εr为相对介电常数，而Wr为腔体的宽度，W为腔体的等效宽度，Lp为矩形贴片的长度，L为腔体的等效长度，d为金属通孔的直径，p为金属通孔中心间距，h为介质基板的厚度。

2 结果与讨论

2.1 天线仿真优化分析

根据式(1)～(4)，对天线主单元大致尺寸进行初步计算，并使用Ansys HFSS仿真软件进行分析和优化。通过对天线各个部分尺寸参数进行反复仿真，分析各个参数发生变化时天线性能的相应变化，最终优化得到天线主单元初步结构参数。

SIW谐振腔作为天线的主要组成部分，其尺寸相当重要。在完成主单元的设计之后，需要探究如何布置寄生单元。其中最重要一点就是设计主单元和寄生单元之间能量传输的通道。如图2(a)所示，为方便灵活仿真，使用理想金属壁替代了金属化过孔，馈电直接对主单元和寄生单元的3个SIW谐振腔使用Waveport进行激励。

图2 天线仿真等效模型俯视图Fig.2 Antenna Simulation Equivalent Model Top View

设定Lb为能量通道的宽度，Ld为能量通道相对X轴正方向下移的距离，Delta为天线主单元中心点到寄生单元中心点的距离。控制单一变量，只改变Delta的大小，保持其他参数不变，分别取Detla为56，58，60 mm，其中当Delta为56 mm时，天线主单元和寄生单元之间的金属壁几乎重合，为最小值。仿真结果如图3所示。

图3 主寄生单元间距对S21的影响Fig.3 Influence of main parasitic cell spacing on S21

从图3可知，主寄生单元之间的间距在允许范围内缩小一些，可以增大天线工作频率附近的S21大小。这意味着有更多的能量从主单元流向寄生单元，取Delta为56 mm即主副单元金属壁无间距为设计方案。

Ld为能量通道的位置，保持其他参数不变，分别取其为−7，−6，−5 mm这3个数值进行仿真。其仿真结果如图4所示。

图4 能量通道位置对S21的影响Fig.4 The effect of energy channel location on S21

从图4可知，能量通道的位置Ld为−6 mm时，即沿着X轴正方向下移6 mm时，S21参数最好。

Lb为能量通道的宽度，保持其他参数不变，分别取其为14，15，16 mm这3个数值进行仿真。其仿真结果如图5所示。

从图5可知，Lb为15 mm时，S21参数最好。此时Lb=15 mm，Ld=−6 mm，Delta=56 mm。

在能量通道的位置和大小的仿真过程中，由于几个参数相互影响，对尺寸进行了非常多的排列组合。同时需要指出的是，能量通道的设计也会影响其他参数的结果，例如能量通道如果太大会影响主单元的谐振，导致S11参数过大等问题。由于篇幅所限，本文主要讨论与设计能量通道目的较为密切的S21在一定范围内的参数仿真。

代入数据，结果如图2(b)所示，得到优化后的等效模型，按照其进行实际模型的绘制并仿真。在最终得到的模型中，寄生单元和主单元共用一面通孔。去除4个通孔产生的能量通道的宽度为13 mm，能量通道沿X轴正方向下移6.35 mm，与等效模型仿真得到的结果一致。

在模型的仿真中，矩形贴片作为天线的辐射体，其对天线的增益和S11均有较大影响。主单元中的矩形贴片的位置对天线的S11影响较大，寄生单元中的矩形贴片对天线的增益影响较大。Dm表示主单元矩形贴片相对腔体沿X轴正方向移动的距离，Dj表示寄生单元矩形贴片相对腔体沿X轴正方向移动的距离。由于2组变量均对S11和增益有不同程度的影响，所以通过同时改变2个变量的方法对天线的Dm、Dj参数进行选择，保持其他参数不变。取Dm为0 mm和−1 mm，Dj为0 mm和1.9 mm。仿真结果如图6所示。

图6 矩形贴片位置对天性性能的影响Fig.6 Influence of rectangular patch position on innate performance

由图6对比可知，一定范围内，主单元的矩形贴片沿X轴反方向移动，显著增大了天线的增益，同时寄生单元的矩形贴片沿X轴正方向移动，显著增大了天线的增益。通过对2幅图的综合对比可知，Dm、Dj均会对S11和增益产生影响。在实际的研究中，Dm、Dj在最开始均为0 mm，通过仿真发现上述趋势后，最终通过多组数据的仿真，确定Dm=−1 mm、Dj=1.9 mm。

为了更深层次地研究天线矩形贴片及SIW结构对天线辐射特性的影响，对天线表面进行了电流分布仿真。图7从上到下给出天线分别在3.2，3.55，3.70 GHz不同频率下电流强度的分布图，在天线正常工作的3.55 GHz和3.70 GHz下，矩形贴片平行于X轴的边均有明显电流，而带外的3.20 GHz却没有，证明矩形贴片的位置对天线的性能具有很重要的影响。

图7 天线不同频率下的电流分布图Fig.7 The current distribution diagram of the antenna at different frequencies

天线的S11参数、天线增益和辐射方向图是天线性能的重要参数。根据图7，在3.36～3.74 GHz间，天线回波损耗S11≤−10 dB，相对带宽为10.7%。在其范围内，3.49 GHz处增益最大，为7.78 dBi，而且3.38～3.65 GHz之间的增益变化范围也在3 dB以内。天线具有较大的带宽和较高的增益特性。

除了前文分析中提到的2个参数，其实天线还有很多的结构尺寸是十分重要的，在这里就不一一赘述。最终利用HFSS软件对所有参数进行优化，得到天线各个结构参数如表1所示。

表1 天线结构参数Table 1 Antenna structure parameters

2.2 天线的可重构功能分析

如图1(c)的天线结构示意图所示，天线寄生单元匹配到50 Ω微带线后，与地之间连接了2个0603规格的电容器。通过两边分别接入一大一小固定容量大小的电容器，可以使天线的辐射方向进行3个固定方向的偏转。当接入电容较大时，其效果和直接接地一致。天线左右2个电容分别为左边小右边大和左边大右边小电容的2种组合，2种电容容值固定，电容大小分别为0.1 pF和100 pF。频率为3.50 GHz时方向图变化如图8所示。

图8 天线不同电容大小下的辐射方向图Fig.8 Radiation patterns of antennas with different capacitance sizes

根据图8，可以发现天线的左侧接入小电容时，YOZ面上波束的主瓣向+15°偏转了一些，反之右侧接入时向−15°偏转。但是天线的副瓣较大，效果仍然不够理想，需要继续改进。

2.3 天线实测和仿真对比

为了探究天线实际打样后的性能指标，根据表1的尺寸参数加工制作天线PCB，天线样品如图9所示。天线的S11参数、天线增益和辐射方向图如图10所示。

图9 天线样品Fig.9 Antenna sample

图10 天线的仿真和测试对比Fig.10 Antenna simulation and test comparison

实测结果为，在3.43～3.82 GHz间，天线回波损耗S11≤−10 dB，相对带宽为10.76%。相较于仿真结果，带宽大小接近，但是天线整体工作频率向高频偏移了70 MHz左右。工作区间内，最大增益为6.3 dBi，相较仿真结果偏小一些。由于天线整体工作频率增高，测试结果的方向图取3.6 GHz处，仿真结果的方向图仍为3.5 GHz。测试结果与仿真结果相比，方向图形态基本一致，副瓣较小。测试天线可重构性能时，如图11所示，相同电容配置下方向图偏转方向基本一致，副瓣较小。偏转时其增益最大达到7.4 dBi，与仿真十分接近。

图11 天线不同电容大小下的辐射方向图测试Fig.11 Radiation pattern testing of antennas with different capacitances

测试和仿真的偏差可能是由加工时的误差、FR-4介电常数不稳定和测量的误差导致。参考以上结果，虽然存在一定的频率偏移，但是仿真结果和测试的走势较为接近，偏差在可接受的范围内，且S11≤−10 dB的带宽和仿真几乎一致，满足了设计要求。本次的测试基本验证了仿真的正确性，为下一阶段的仿真明确了方向。

3 结论

本文设计了一种小型化宽频5G天线，采用SIW谐振腔，并使其和矩形贴片耦合以扩大带宽。设计寄生单元使其获得可重构的特性。实现了天线的小型化、宽频带、高增益和高辐射效率。天线采用FR-4材料，结构简单，价格低廉，相比其他的方案具有较大的成本优势。该天线的仿真结果与打样实测的数据基本一致，证明了仿真的正确性。此天线带宽大增益高，在可重构的性能上，仍有进一步深入研究的价值，以后将进一步优化天线的相关设计，并和应用场景、使用环境结合进行探究。