基于TLD5097EP的日行位置灯驱动电路的设计

周金生，余鹏，潘大千，郑丽丽

常州星宇车灯股份有限公司技术中心，江苏常州 213022

0 引言

随着汽车给人类交通出行带来便捷的同时，车载灯具也朝着智能化发展，以LED为发光源的车灯在汽车灯具领域得到了广泛应用，作为汽车灯具基本功能的日行位置灯也成为基础配置。

目前行业内常用方案为线性LED驱动方案，但是存在转换效率低、精度低、性能差、易导致热量超标等问题，而开关电源在同样负载情况下具有转换效率低、输出电流精度高、稳定性强、驱动产生热量少等优势，因此使用开关电源方案驱动LED 越来越成为主流[1-5]。

本文设计了一种基于TLD5097EP的日行位置灯驱动电路，是一种基于SEPIC拓扑结构的DC-DC转换恒流模式驱动，实现对LED负载的恒流输出。为实现位置灯功能，该方案使用555计时器设计了一种占空比调节电路，通过控制DC-DC驱动芯片实现LED亮度的PWM调节。同时采用555定时器设计了多谐振荡器模块，使用PWM调节LED亮度比，通过降低LED的平均电流，实现日行灯由白天模式的高亮状态切换成夜间模式的低亮度状态。

1 LED恒流驱动电路设计

本文设计的日行位置灯为LED复用功能，根据工作状态分为白天模式的日间行驶灯(daytime running lamp，DRL)与夜间模式的位置灯(position lamp，PL)[6]。车身BCM分别通过硬线日行灯电源(DRL-power)和位置灯电源(PL-power)给灯具提供电源，从而控制日间行车灯的模式切换。

电路系统设计框图如图1所示。基于TLD5097EP芯片的日行位置灯驱动电路由反接保护电路(reverse connection protection circuit，RCP)、π型滤波电路、DC-DC转换电路、由555计时器组成的位置灯调节电路、DRL优先级控制电路、外置抖频电路等组成。

图1 电路系统设计框图

本设计方案采用基于TLD5097EP控制芯片的SEPIC拓扑结构，芯片通过自适应控制拓扑结构中功率MOS管的导通与关断实现对负载的恒流输出控制。DRL优先级控制电路在DRL-Power上电时，无论位置灯PL-Power是否上电，其通过MOS管切断PWM调光信号对DC-DC驱动芯片使能EN的PWM控制，促使系统表现为DRL功能，从而实现DRL优先级高于位置灯的要求。位置灯功能是在日行灯功能工作基础上，通过555计时器构造的单稳态振荡电路模块，产生占空比为90%的PWM调光信号，经过N-MOS管进行反相控制TLD5097EP的使能EN/PWM脚，促使控制芯片周期性工作，等效降低LED有效电流，进而实现位置灯的低亮度效果，实现位置灯功能。本文同时设计了一种基于分离元器件搭建的外置抖频电路，该电路能够有效地降低辐射试验RE/CE发射辐射数值，优化EMC表现。

2 主驱动模块设计

2.1 DC-DC主驱动工作模式

以TLD5097EP芯片设计的DC-DC变换器，由电子元件共模电感L2、功率开关MOS管Q2、续流二极管D5组成SEPIC拓扑结构，其控制电路如图2所示。

SEPIC拓扑结构电路是一种高效率、输入输出同极性、输入输出可以隔离，允许输出电压大于、小于或等于输入电压的DC-DC转换电路，其拓扑结构输出电压是由功率开关主MOS管进行控制。本文DC-DC拓扑结构的基本工作原理如下：

(1)当控制芯片SWO脚为高电平时，功率开关Q2导通，SEPIC电路进入Ton阶段。此时，DC-DC转换电路输入电源VIN与初级电感L2A构成输入电流Iin的电流回路，电流Iin给初级电感L2A进行励磁，完成储能作用；

(2)SEPIC拓扑耦合隔离电容C30对后端进行放电，耦合隔离电容与次级电感L2B构成Is电流回路，电流Is给次级电感L2B进行励磁，完成储能作用；

(3)输出电容Cout通过Iout电流回路进行放电，使负载LED维持点亮；

(4)当控制芯片SWO脚为低电平时，功率开关Q2截止，SEPIC电路进入Toff阶段。DC-DC转换电路输入电源Uin、初级电感L2A、耦合隔离电容C30与次级电感L2B构成Is电流回路，初级电感L2A通过电流Is释放能量，对耦合隔离电容C30进行充电；

(5)次级电感L2B、续流二极管D5、负载LED构成Iout电流回路，次级电感L2B通过电流Iout释能，使负载LED维持点亮。

SEPIC拓扑工作过程如图3所示。

上述为DC-DC转换电路在周期T内的工作原理，根据电感电压的伏秒平衡定律可以得到

(1)

2.2 DC-DC主驱动主要参数计算

本文所述应用设计的负载情况如下：9颗白光LED，其典型压降UF，type=3.05 V，其最大压降UF，max=3.49 V，-40 ℃温度偏移压降ΔUF，shift@-40 ℃=0.24 V，日行灯输出电流Iout=265 mA，位置灯LED输出亮度为日行灯输出亮度的10%，即流经位置灯LED的等效电流为26.5 mA。

2.2.1 工作频率的设定

TLD5097EP的开关频率在100～500 kHz范围内可调，一般将开关频率设置在300～400 kHz内。DC-DC变换器开关频率fsw可以通过电阻R14(RFREQ)进行校准调节开关频率。RFREQ和开关频率fsw之间的数学关系为：

(2)

选择电阻R14=16 kΩ，则fsw=363 kHz。

2.2.2 输出电流的设定

功率电阻的计算公式为：

(3)

当ST脚电压大于1.6 V时，查询产品数据手册规定典型的参考电压为Uref=0.3 V。为满足灯具配光要求的LED电流0.261 A，可以计算得到RFB=1.15 Ω，该阻值可以由R18=3.9 Ω和R17=1.6 Ω并联得到，此时LED的输出电流为0.265 A，满足配光要求。

2.2.3 耦合电感的选型

耦合电感在DC-DC转换过程中起到储能释能的作用。电感的大小取决于允许的电感电流纹波，一般建议选择输入电流的20%作为允许的电感纹波电流，耦合电感选型主要公式如下：

ΔIL=0.2×Iin,max=0.232 A

(4)

(5)

(6)

(7)

2.2.4 功率开关MOS管的选择

功率开关MOS管(Q2)在快速开关过程中面临着高电压、高电流冲击，冲击峰值电压电流计算公式为：

UQ2,peak=Uin,max+Uout,max=49.57 V

(8)

IQ2,peak=Iin,max+Iout+ΔIL=1.69 A

(9)

本设计所选的功率开关器件为60 V、25 A的开关MOS管。

2.2.5 续流二极管的选择

续流二极管(D5)峰值电压与电流值和功率开关MOS管的峰值一样，即

ID5,peak=-IQ2,peak=-1.69 A

(10)

UD5,peak=-UQ2,peak=-49.57 V

(11)

通过二极管的平均电流值

ID5,AVG=(Iin,max+Iout)×(1-Dmax)=0.378 A

(12)

续流二极管的最坏情况下的功率损耗可以使用平均电流乘以二极管的最大正向压降得到PD5，worst-case=0.29 W，本设计使用的续流二极管为100 V、3 A的肖特基二极管。

2.2.6 耦合隔离电容的计算

SEPIC拓扑结构的关键元器件之一是耦合隔离电容CS(C30)，其主要作用是在功率开关导通时向后端持续提高输入电压。其耐压要大于最大输入电压Uin，max，容值需满足。

(13)

耦合隔离电容可以选择容值为2.2 μF，耐压值50 V的大封装电容器。

2.2.7 输出过压保护的设定

电阻R15、R35、R16构成电阻分压器，是LED负载的输出过压保护电路模块。过压保护阈值的设定，可以通过下列公式计算：

(14)

查阅芯片技术手册可知UOVFB，TH，typ=1.25 V，考虑负载LED在不同电压BIN与温度对电压的影响，由R15=R35=51 kΩ并联作为ROVH，由R16=1 kΩ作为ROVL，此时UOUTOV=35 V，满足LED最大串电压33.57 V的要求。

3 抖频电路设计

驱动电路在工作时，其DC-DC控制模块内部功率开关不停开断、电感等也在不停地充放电，其在工作过程中不停向外发射辐射，对其他设备造成干扰。根据以往项目经验，RE/CE辐射超标频段为DC-DC控制器工作频率倍频点位置，通过PCB Layout优化或增加屏蔽设备有时难以解决辐射超标问题。抖频电路的作用是通过改变控制器主频率，将主频率或倍频处的窄带辐射向外发射或传导的谐波干扰能量值打散，将辐射分布在较广的频率范围而不是在窄带频率下工作，抑制辐射峰值，从而使EMC测试满足标准。

本文的DC-DC驱动芯片TLD5097EP不具有内置抖频功能。为提高EMC可靠性，设计了基于分立器件搭建的外置抖频电路，如图4所示。

图4 抖频电路设计

TLD5097EP芯片正常工作时，IVCC脚5 V电压输出。本设计中使用的外置抖频电路是利用元器件三极管Q3与Q4参数的差异性竞争导通启动。

假设三极管Q3先导通，抖频电路的工作过程如下：

(1)Q3集电极被拉低，接近零电位；

(2)因电容FC4两端电压不能突变的特性，Q4基极电压被拉低，即Q4截止。此时，Q4集电极被上拉电阻拉高，MOS管Q5导通；

(3)IVCC脚通过FR2给FC4充电，使Q4基极电压升高，当升至Q4导通电压临界点后，Q4由截止状态变为导通状态；

(4)Q4集电极被拉低，接近零电位，MOS管Q5不导通；

(5)因FC5电容两端电压不能突变的特性，Q2基极电压被拉低，即Q2截止；

(6)IVCC脚通过FR3给FC5充电，使Q3基极电压升高，当升至Q3导通电压临界点后，Q3由截止状态变为导通状态。

如上述描述的，在周期内外置抖频电路中FC4与FC5通过不停充放电，让三极管Q4导通/关断，使MOS管Q5栅极电压为低电位/高电位，进而让Q5不停关断/导通，造成TLD5097EP芯片的工作频率设置电阻在DR3和DR3//(FR7+FR8)之间不停切换，改变芯片的主工作频率，从而实现抖频。

本文基于TLD5097EP的日行位置灯驱动电路，对比测试了抖频电路对传导辐射CE试验的影响。图5为TLD5097控制芯片未设置抖频电路的CE测试结果，可以发现其在芯片主频或倍频处辐射存在尖峰点。图6为TLD5097控制芯片设置抖频电路后的CE测试结果，可以看出在芯片主频或倍频处出现高辐射值频带，此时的辐射峰值明显低于图5中的尖峰点的噪声值，具有明显的优化效果。

图5 TLD5097控制芯片未设置抖频电路的CE测试结果

图6 TLD5097控制芯片设置抖频电路的CE测试结果

本文基于TLD5097EP的日行位置灯驱动电路设计原理如图7所示。其中，防反电路模块实现了静电防护、输入滤波与电路防反功能。滤波电路采用π型滤波实现抑制电流谐波对电路的影响。调节电路实现日行灯DRL与位置灯POS的逻辑切换，以及对DC-DC电路进行PWM调光实现位置灯状态。DC-DC电路模块实现车身输入与负载工作之间的能量转化。抖频电路模块是EMC优化电路，抑制TLD5097EP主频或者倍频位置的噪声。

图7 基于TLD5097EP的日行位置灯驱动电路设计原理

4 结束语

本文基于DC-DC驱动芯片TLD5097EP设计了一种SEPIC拓扑结构的开关型日间行车灯恒流输出模式的驱动电路及基于555计时器的PWM信号调节电路实现位置灯功能，提出了DRL优先级控制电路实现日行与位置功能同时上电时DRL优先级控制，给出了一种基于分离元器件搭建的外置抖频电路，该电路能够有效地降低辐射试验RE/CE发射辐射数值，优化EMC表现。本文设计的日行位置灯已量产，无市场不良件反馈，表明了该设计具有实用性、稳定性与可靠性。