中功率数字超声波电源研究与设计

李 森

（中国兵器装备集团自动化研究所有限公司,四川 绵阳 621000）

随着超声波换能器制造技术的成熟及功率超声控制技术的不断发展，功率超声波技术广泛应用于塑料、金属制品焊接领域。超声波塑料焊接技术由于其高效、安全、清洁的特点得到了极大的应用。超声波换能器负责将电能转化为机械能。超声波换能器在工作的过程中由于老化、发热和负载突变等，会导致谐振频率发生变化，使换能器工作在失谐的状态下，导致输出功率不稳，焊接质量无法得到均一稳定的保证。目前大部分超声波电源存在的问题如下：1）无频率跟踪功能，当扫频结束后，按照一个固定的频率对换能器进行驱动；2）频率跟踪方向无法自适应调节；3）上电扫频时间较长。基于以上问题国内有许多高校与学者对此进行了研究[1−8]。原艺博[1]对频率跟踪过程中的锁相电路进行了设计，但并未对频率跟踪策略进行研究。陈洪欢等[3]对频率跟踪算法进行了研究，当相位差超出正常范围时，对输出频率进行连续3 次调整，如果不能调整到正常值，就用当前值减去一个固定值。这种方法的缺陷是：有一定经验性，并不能从理论上解决跟踪方向的调节问题。刘平峰[5]、苏文虎等[8]，利用FPGA 根据电压电流的超前滞后关系，单纯地对频率进行调节，并未考虑工作频率突变到并联谐振频率之上，系统呈现容性后，原有频率跟踪算法失效的问题。因此研究具有快速扫频、自适应频率跟踪功能的超声波电源具有极其重要的价值。本文主要围绕超声波塑料焊接电源在频率跟踪方向的自适应调节、功率调节平顺、断电快速放电以及便捷的人机接口等问题进行了系统研究，研制出额定功率2 kW 的超声波电源样机。

1 系统总体设计

1.1 系统设计指标

根据实际需求，该超声波电源的设计指标如下：

1）输入电压为交流220 V（50 Hz）；

2）最大输出功率为2 kW；

3）功率调节范围为1%～100%，连续可调；

4）扫频范围为19～21 kHz；

5）具有自动频率跟踪功能，频率调节精度1 Hz。

1.2 系统总体设计方案

数字超声波电源的功能是将工频220 V（50 Hz）交流电转换为高频交流电。超声波换能器在高频交流电的驱动下产生高频振动，并将机械能传递给焊接模具，完成对金属、塑料制品的焊接工作。整个超声波电源的系统结构框图如图1 所示，主要由整流电路、滤波电路、全桥逆变电路、高频变压器、匹配网络、模拟采集电路、驱动电路、过温保护电路、主控电路和人机界面系统组成。

图1 超声波电源系统整体框图Fig.1 Overall block diagram of ultrasonic power supply system

2 系统主要硬件设计

2.1 匹配网络设计

超声波换能器的实际模型比较复杂，在实际应用分析中一般采用Mason 等效模型对超声波换能器进行分析，其等效模型的电路图如图2 所示[1]，其R1、L1、C1分别为动态电阻、动态电感、动态电容，C0为静态电容[2]。当串联RLC 支路发生谐振时对应的谐振频率Fs 称为串联谐振频率，在这个频率下换能器的阻抗最小，换能器在正常工作时应该工作于串联谐振频率Fs 处。

图2 换能器等效模型Fig.2 Equivalent model of transducer

换能器工作于串联谐振频率Fs 时，整个器件对外呈阻容性，如果将换能器直接连接到逆变器输出端的高频变压器的副边，将会产生很多无功损耗，使换能器的输出功率低并且发热严重，缩短换能器的寿命。为了使逆变器的输出功率更多地消耗在换能器上，需要在换能器与高频变压器的副边之间添加一个调谐匹配网络，使整个网络呈纯阻性[3]。为此设计了串联LC 匹配电路，整个电路的结构如图3 所示，L2、C2与换能器匹配形成新的等效换能器，减小换能器参数波动带来的影响。

图3 LC 串联型匹配网络Fig.3 LC series matching network

当换能器工作于串联谐振频率Fs 时，LC 串联型匹配网络等效如图4 所示。

图4 LC 匹配谐振等效电路Fig.4 LC matched resonant equivalent circuit

由图4 可知，C2、C0、R1构成并联支路的等效阻抗Z1为

由式(1)可知，并联电容C2有两大作用：1)减小了整个C2、C0、R1并联支路的等效电阻，且C2越大整个并联支路的等效电阻越小，提高了电源的输出功率；2)降低了静态电容C0的变化对匹配网络的影响，并联电容C2一般取为C0的2～3 倍。将匹配电感L2与C2、C0、R1并联支路进行匹配后看作新的等效换能器，由式(1)可得

2.2 高频变压器设计

高频变压器是指工作频率在10 kHz 以上的电源变压器，常用于高频开关电源。高频变压器具有电气隔离、储能、变压、变流以及阻抗匹配的功能[4]，通过阻抗匹配可以使电源的输出功率达到最大。高频变压器的设计流程如图5 所示。

图5 高频变压器设计流程Fig.5 High frequency transformer design process

2.2.1 确定磁芯材料

高频变压器与工频变压器所用的磁芯有所不同。高频变压器要求磁芯材料具有高电阻率、高导磁率、高饱和磁感应强度以及居里温度等。材料的电阻率越高，工作时产生的涡流损耗就越小；较高的导磁率，可以提升变压器的效率、降低激磁功率、减少铜损；高饱和磁感应强度，能够减小变压器的体积，节约空间。高频变压器磁芯常用的材料有锰锌铁氧体、纳米晶铁芯、坡莫合金等[5]。根据电阻率、应用频率、价格等因素综合考虑，本设计采用锰锌铁氧体类材料作为高频变压器的磁芯材料，具体选择的型号为TDK 公司的PE22 锰锌铁氧体作为变压器的磁芯，其部分参数如表1 所示。

表1 PE22 磁芯部分参数（25 ℃）Tab.1 PE22 Core partial parameters (25 ℃)

2.2.2 确定磁芯尺寸与结构

高频变压器磁芯尺寸的确定方法有2 种，一种是面积乘积法（AP 法），另一种是几何参数法（KG 法）。AP 法的计算过程为，首先求出AP 值，即：Ae（磁芯有效截面积）与Aw（磁芯窗口面积）的乘积；再根据AP 值选择磁芯型号。KG 法的计算过程为，首先计算磁芯几何参数，再根据几何参数选择磁芯。由于AP 法使用方便，且大多磁芯参数都以AP 值给出，所以在本设计中选用AP 法确定磁芯尺寸，其计算公式为

式中：PT为变压器计算功率4 222 W；K0为窗口面积比例系数，通常为0.2～0.4，此处取0.4；Kf为波形系数，方波取值为4.0；fs为变压器的工作频率，此处为20 kHz；Bw为磁芯工作磁感应强度，根据所选磁芯材料此处取0.222 T；Kj为电流密度系数，此处取395 A/cm2；X为磁芯结构常数，查表可得X=−0.13。将以上数据代入式(4)可得：AP=22.56 cm4，查找TDK 公司锰锌铁氧体磁芯手册，选择型号为PE22 EE90×56×16 的锰锌铁氧体。

2.2.3 确定变压器变比

设变压器原边等效阻抗为Z0，原边等效阻抗的功率为P0，变压器的传输效率ηe=90%。由上文可知，超声波电源的输出功率Pout=2 000 W，原边方波电压的幅值为U0=311 V。对方波进行傅里叶级数展开，则其基波分量的有效值u01为

则变压器原边的等效阻抗Z0为

变压器副边的阻抗就是换能器处于串联谐振频率Fs时，由换能器与整个匹配网络形成的等效阻抗，由2.1 小节可知

设高频变压器原边线圈的匝数为n1，副边线圈的匝数为n2，则原边、副边的匝比N为

2.2.4 确定原、副边绕组匝数

高频变压器原边绕组匝数n1的计算公式为：

其中：uin_min为变压器原边输入电压的最小值，在该电路中为304 V；Kf=4.0、fs=20×103Hz、Bw=0.222 T；查阅所选型号磁芯的技术手册可知Ae=4.19 cm2。代入数值可得：n1=40.85，取整数为41 匝。

变压器副边绕组的匝数n2可由匝比N求出，由式(8)得，副边匝数n2为

2.2.5 确定绕组导线截面积

高频变压器工作的频率在20 kHz 左右，因此选择导线的线径时，需要考虑导线的集肤效应。导线的线径由穿透深度Δ的大小决定，实际使用时应满足导线的线径小于2Δ。穿透深度的计算公式为

其中：ω为电流的角频率；μ0为铜在真空中的磁导率，其值为4π×10–7H/m；γ为铜的电导率，其值为5.7×107S/m。将ω=2πfs，fs=20 kHz 代入到式(11)可得Δ=0.47 mm，则选取漆包线的线径应小于0.94 mm。

漆包线的电流密度J=3.5 A/mm2，选取直径d=0.6 mm 的漆包线，则每一根漆包线允许通过的电流I0为

变压器原边绕组导线电流In1为

将Pout=2 000 W、ηe=90%、U0=311 V 代入到式(13)，得In1=7.94 A。

由原、副边电流与变压器匝比N的关系可得副边电流In2为

则原、副边绕组导线所含漆包线的股数m1、m2为

2.2.6 设计校验

由于在设计变压器时，是先选择磁芯型号，后确定漆包线的线径与股数，因此在设计完后必须对设计进行校验，保证所有绕组导线的截面积之和小于变压器磁芯的窗口面积Aw=608 mm2，即窗口系数σ小于1。在该设计中窗口系数表示为

由于该设计的窗口系数等于0.33，满足σ<1 的条件，因此该设计校验正确。

整个主功率电路设计完毕后，其实物图如图6所示。

图6 主功率电路Fig.6 Main power circuit

3 系统软件设计

系统软件是实现整个系统控制与相应算法的核心，主要包括扫频算法、频率跟踪算法与功率调节算法。

3.1 最大电流变步长扫频算法

换能器在长时间工作后，随着温度的升高、负载的变化以及老化现象其谐振频率会发生改变，为了保证在换能器开始工作时处于谐振状态，在每次开机时必须对系统进行扫频。当回路电流最大时，其对应的频率就是串联谐振频率[6]；同时当工作频率靠近谐振频率时，其阻抗变化非常剧烈，在相邻工作频率点上，其电流的大小相差很大[7]，而在远离谐振频率时其阻抗变化缓慢，相邻频率点上的电流差值较小[8]，基于这种特性本文采用一种基于最大电流的变步长扫频算法，在远离谐振频率时采用大步长扫频，在靠近谐振频率时采用小步长扫频，这样可以提高扫频速度。最大电流变步长扫频的算法流程如图7 所示。

图7 扫频算法程序流程图Fig.7 Sweep frequency algorithm program flow chart

3.2 方向自适应变步长频率跟踪算法

超声波电源在工作的过程中由于工况、负载以及换能器温度的改变，都将导致换能器的谐振频率发生变化[1]，为了保证换能器始终工作在谐振状态下，因此需要在工作的过程中进行谐振频率的跟踪[9−10]。换能器的阻抗特性曲线如图8 所示。

图8 换能器阻抗特性曲线Fig.8 Impedance characteristic curve of transducer

由图可知当工作频率大于并联谐振频率fp或小于串联谐振频率fs时换能器都呈容性，工作频率在串联谐振频率fs与并联谐振频率fp之间换能器呈感性。在频率跟踪的过程中常根据相位标志位判断频率调节方向，当呈感性时频率减小，呈容性时频率增大；但如果由于工况或负载的改变，使当前的工作频率fwork处于换能器阻抗特性曲线的（3）区域，如果此时继续增加频率将使工作频率fwork偏离谐振频率越来越远，如果不能及时改变频率跟踪方向，将永远跟踪不到谐振频率，为此设计了如图9 所示的方向自适应变步长频率跟踪算法。该算法的特点是：只要换能器进入容性状态后，不论初始状态怎样，只需连续采样两次相位差Δϕ，即可将频率跟踪的方向调节为正确的方向，实现频率跟踪方向的自适应调节。

图9 方向自适应变步长频率跟踪算法流程图Fig.9 Flow chart of direction adaptive variable step size frequency tracking algorithm

3.3 复合功率调节算法

超声波电源在工作的过程中需要保持输出功率的稳定，因此在工作的过程中需要对功率进行调节。功率控制采用PS-PWM（移相PWM）波对功率进行控制[11−13]，它的原理是通过改变移相角大小，控制全桥逆变器中对管上IGBT 的导通角进而对输出功率进行调节，移相角越大，IGBT 的导通角越大，输出功率越大，反之移相角越小，输出功率越小。本设计中的功率控制策略采用“开环+闭环”的复合控制方式[14−15]，其控制原理如图10 所示。利用基本控制量使系统快速达到目标值，减小了单一PID 闭环控制出现超调量过大的缺点，同时又利用PI 闭环控制器输出修正量，对系统进行动态修正提高系统的精度与鲁棒性。为了减小控制器的运算量，PI 控制器采用增量式PI 进行实现。

图10 功率调节算法框图Fig.10 Block diagram of power regulation algorithm

4 实验测试

为了验证设计的正确性，如图11 所示搭建了智能数字超声波电源的测试平台，对智能数字超声波电源的功能与性能进行验证。

图11 智能数字超声波电源测试平台Fig.11 Intelligent digital ultrasonic power testing platform

4.1 驱动信号测试

功率调节是通过PS-PWM 进行实现的，因此首先对驱动信号进行测试，如图12 所示，分别测试了移相角为0°、18°、54°、90°时的驱动波形。从上到下依次为1、2、3、4 通道的波形，其中1、2 通道为定相桥臂的驱动波形，3、4 通道为移相桥臂的驱动波形。

图12 PS-PWM 驱动波形Fig.12 PS-PWM drive waveform

4.2 频率跟踪测试

为了测试频率跟踪的功能，将焊接头置于水中，进行打水测试，模拟实际的工作过程，并用示波器测量整个匹配网络两端的电压、电流波形。换能器工作于容性状态时，测量结果如图13 所示，其中1 号通道为电压波形、2 号通道为电流波形、3号通道为相位差波形、4 号通道为相位标志位（低电平表示电压滞后电流，高电平表示电压超前电流）。

图13 容性工作状态测量结果Fig.13 Capacitive working condition measurement results

通过频率跟踪后，换能器工作于谐振态时，其测量结果如图14 所示，由图14 可知，电压、电流的相位基本一致，此时电压电流之间存在很小的相位差脉冲。

图14 谐振工作状态测量结果Fig.14 Resonant working state measurement results

当驱动信号的频率靠近谐振频率时，此时处于弱容性状态，如果频率继续增大，换能器将工作于感性状态，其测量结果如图15 所示，由图15 可知，此时电压超前电流，相位标志位为高电平，换能器处于感性状态。

图15 感性工作状态测量结果Fig.15 Measurement results of perceptual working state

4.3 系统整体测试

基本功能测试通过后，对控制系统进行集成设计，设计了如图16 所示的智能数字超声波电源样机。为了测试系统的实际工作效果，将超声波电源接入超声波焊接平台进行实际的打水测试，其效果如图17 所示，其中17(a)为打水之前的状态，17(b)为正在打水时的状态，由图可知超声波换能器能够使水产生强烈的雾化效果。让超声波电源持续工作8 h 后，高频变压器、匹配电感、逆变器温度均保持正常，说明该超声波电源的实际工作性能良好。

图16 智能数字超声波电源样机Fig.16 Intelligent digital ultrasonic power supply prototype

图17 打水测试Fig.17 Water drawing test

同时为了测试该智能数字超声波电源功率调节性能，测试了在不同输出功率百分比值下，超声波电源的实际输出功率，其测量结果如表2 所示。

表2 输出功率调节测试Tab.2 Output power adjustment test

该超声波电源的设计额定功率为2 kW，在实际使用时根据实际的使用需求，对输出功率进行了限制，限制为设计额定功率的80%，因此在实际使用时的最大输出功率为Pmax_real=1 600 W，在表2中设定功率Pset=η·Pmax_real。由表2 可知，该超声波电源在功率调节的波动范围内，可以对功率进行有效的调节。

5 结束语

利用STM32F767 主控芯片与智能触控屏设计了具有扫频、频率跟踪、功率调节功能的智能数字超声波电源；与其他超声波电源相比，由于采用了变步长扫频算法，扫频时间得到降低，同时采用了方向自适应频率跟踪算法，可以自动地调节频率跟踪方向，防止频率跟踪方向失调。实际测试结果表明该智能数字超声波电源能够实现相应的功能，并且稳定性良好，能够满足工业生产要求，对于超声波塑料焊接领域具有促进作用。