基于相位调制与声光滤波的四信道多倍频毫米波信号生成

王一群，陈雯柏，周素华，白燕，冯静

(1.北京信息科技大学 自动化学院，北京 100092;2.河北建筑工程学院 电气工程学院，张家口 075000)

0 引言

第五代(5G)通信作为一种新型移动通信网络，可达到更高数据率、更优覆盖率和更高可靠性[1]，是实现人工智能、物联网等技术的基本保障[2-3]。毫米波、大规模天线和超密集网络被认为是5G通信中最重要的3种技术[4]。在这些关键技术中，毫米波技术尤为重要，它可以进一步提高无线通信能力，解决微波低频频段频谱拥塞问题。毫米波指频率在30～300 GHz范围内的电磁波[5]。为了提高通信系统的利用效率，5G及下一代通信系统均采用多个信道同时传输多种类型的数据信号，一方面可以按照用户需求提供多个信道所需频率的多个波长的毫米波载波信号，使多个用户可通过不同的波长共享同一个基站基础设施；另一方面能够充分利用功率，极大降低系统的成本和复杂度。由此可见，产生高质量、高纯度、高频率的多信道毫米波信号对提高5G通信系统的容量和传输速率具有重要意义[6-7]。

考虑采用光学的方法生成毫米波，是由于受“电子瓶颈”的限制，毫米波信号在电域内的处理较为困难，而光生毫米波不仅具有频谱纯度高、相位噪声低等优点，而且由于光纤的极低损耗，能够实现信号的长距离传输[8]。近年来报道的许多毫米波信号的光学产生方法中，基于外部调制器的方法是比较成熟且成本较低的技术。外部调制器具有较高的可靠性，已广泛应用于实际的高速信号调制光传输系统中[9-10]。为了实现具有高倍频系数的毫米波信号的产生，很多方案采用了级联或结构化马赫—曾德尔调制器的外调制技术。文献[11]采用了一种集成偏振复用双并联马赫—曾德尔调制器，通过调节偏振器的角度和调制器的相关参数，产生了倍频因子为8的毫米波信号，但需要精确控制偏振控制器的旋转角度。文献[12]基于双输出马赫—曾德尔调制器和平衡探测技术产生多频相位编码微波信号。同样，文献[13]采用双输出双并联马赫—曾德尔调制器产生了四倍频毫米波信号。此外，文献[14]使用2个双并行马赫—曾德尔调制器实现了12倍频毫米波信号的产生。采用结构化马赫—曾德尔调制器的方法具有良好的边带抑制性能，产生的毫米波信号的光谱纯度高，但系统具有较高的复杂性。本文作者所在团队曾在文献[15]中提出了一种基于马赫—曾德尔调制器和相位调制器级联，同时采用均匀光纤光栅的声光可调谐滤波器选频产生任意倍频的毫米波信号的方案。

以上方案中均采用外调制器作为光载毫米波信号产生的关键器件，但是马赫—曾德尔调制器需要直流偏置，为减小或避免偏置漂移带来的影响，通常需要复杂的电路来控制调制器的偏置电压。

文献[16]通过改变两个级联偏振调制器(polarization modulator，PolM)的调制指数和输出光的偏振状态等条件，产生倍频因子为4、6、8的毫米波信号。但该方案不能同时实现多信道多个倍频毫米波信号的同时生成。

为了避免马赫—曾德尔调制器对光生毫米波系统性能的影响，同时实现多个信道不同倍频毫米波信号的生成，充分利用光功率，本文提出一种基于相位调制器(phase modulator，PM)与声光滤波器的四信道多倍频毫米波发生方案。相位调制器工作时不需要直流偏置，因此采用相位调制器产生光载毫米波信号不仅能降低系统复杂度，还能够使产生的光毫米波信号具有很高的稳定性。另外，相位调制器还具有插入损耗低的优点[17]。方案直接采用相位调制器产生光学频率梳信号，然后采用光带阻滤波器(optical band-stop filter，OBSF)将光载波滤除，只包含各阶光边带的信号经过一个光分插复用器(interleaver，IL)后，奇数次光边带和偶数次光边带分离。奇数次光边带经过一个光环形器(optical circulator，OC)和声光可调谐滤波器(acousto-optic tunable filter，AOTF)后产生2倍频和6倍频毫米波信号；偶数次光边带经过一个光环形器和声光可调谐滤波器后产生4倍频和8倍频的毫米波信号。可以通过调节施加在声光滤波器上的声波频率来调节4个信道毫米波信号的倍频数。仿真研究结果表明，生成的4种倍频的毫米波信号均能满足基本通信需求，系统眼图误码率较低。

1 方案原理介绍

1.1 系统方案

基于相位调制器与声光滤波器的四信道多倍频毫米波信号发生方案工作原理如图1所示。连续波(continuous wave，CW)激光器输出的光信号作为相位调制器的输入信号，射频(radio frequency，RF)信号作为副载波信号通过PM对光载波信号进行调制。PM的输出光信号频谱包含光载波和各阶次光边带。采用一个具有一定带宽且中心波长与光载波中心波长一致的OBSF将光载波滤除掉，仅剩各阶次光边带。OBSF的输出经过一个IL，IL将各阶次光边带中奇数次边带和偶数次边带分离。

图1 系统总体原理

分离后的奇数次边带包括-1阶、+1阶、-3阶、+3阶、-5阶、+5阶…；偶数次边带包括-2阶、+2阶、-4阶、+4阶、-6阶、+6阶…。分离后的奇数次边带从光环形器OC1的1端口输入，OC1的2端口接均匀光纤布拉格光栅(uniform fiber Bragg grating，UFBG)型声光可调谐滤波器UFBG-AOTF1的一端，并分成两路，一路从UFBG-AOTF1反射后从OC1的3端口输出，另一路从UFBG-AOTF1透射后输出。选定施加在UFBG-AOTF1上的声波频率和声致应变幅度，使得UFBG-AOTF1反射谱中的-1阶和+1阶反射峰的中心波长分别与-1阶和+1阶边带的中心波长一致，将-1阶和+1阶的边带选择出来，为实现2倍频毫米波信号生成做准备；奇次边带中的-3阶和+3阶边带从UFBG-AOTF1中透射，为实现6倍频毫米波信号生成做准备。类似地，分离后的偶数次边带从OC2的1端口输入，OC2的2端口接UFBG-AOTF2的一端，并分成两路，一路从UFBG-AOTF2反射后从OC2的3端口输出，另一路从UFBG-AOTF2透射后输出。选定施加在UFBG-AOTF2上的声波频率和声致应变幅度，使得UFBG-AOTF2反射谱中的-1阶和+1阶反射峰的中心波长分别与-2阶和+2阶边带的中心波长一致，将-2阶和+2阶的边带选择出来，为实现4倍频毫米波信号生成做准备；偶次边带中的-4阶和+4阶边带从UFBG-AOTF2中透射，为实现8倍频毫米波信号生成做准备。

每个信道(channel，CH)采用强度调制器(amplitude modulator,AM)在产生的不同倍频的光毫米波信号上添加基带数据，经掺铒光纤放大器(erbium-doped optical fiber amplifier，EDFA)放大后，信号通过一定长度的单模光纤(single mode fiber，SMF)传输，然后通过PIN光电二极管(photodetector，PD)进行光-电转换实现不同倍频毫米波信号的输出。解调模块(demodulator，DEM)完成后，通过误码率测试仪(bit error rate tester，BERT)对系统的误码率性能进行评估。

上述方案中，同时利用UFBG-AOTF1和UFBG-AOTF2的反射谱和透射谱实现了4个信道多个倍频毫米波信号的生成，充分利用了光功率。

1.2 UFBG-AOTF原理介绍

均匀光纤布拉格光栅是一种沿着光纤轴向产生周期性折射率调制的光器件[18]。基于均匀光纤光栅的声光可调谐滤波器的形成机理是在UFBG的轴向引入纵向声波时，声波的作用会引起光栅的轴向拉伸和压缩，进而导致光栅的折射率微扰[19]。图2所示为UFBG-AOTF结构。

图2 UFBG-AOTF结构

UFBG-AOTF是由剪切型压电陶瓷片(piezoelectric ceramic transducer，PZT)、玻璃圆锥和一段均匀光纤布拉格光栅组成，加载在PZT上的电信号会驱动PZT沿光纤轴向振动，进而导致沿光纤轴向传播的声波的产生。该声波引起的光栅沿光纤轴向的折射率微扰可以表示为[20]

(1)

S(z,t)=S0cos(kaz-fat)

(2)

当UFBG的光纤横截面积为A，且声波功率为Pa时，声致应变幅度S0可以表示为[22]

(3)

式中：G为光纤的杨氏模量；va为声波在UFBG中的传播群速度。

根据耦合模方程、UFBG的折射率微扰Δn(z)的傅里叶变换以及UFBG-AOTF的边界条件，计算可得UFBG-AOTF的反射率R为

(4)

式中：C为传输模式与耦合模式之间的耦合系数；ϑ为光栅原来的长度；η为光栅拉伸后长度。

经以上分析计算并结合仿真可得[23]，UFBG-AOTF反射谱中一阶次反射峰与主反射峰的波长间隔正比于声波频率fa，比例系数为0.14 nm/MHz。假设对应UFBG-AOTF的反射谱中主反射峰中心频率与光载波中心频率一致，射频调制信号频率为fRF。使UFBG-AOTF反射谱中的-1阶反射峰和+1阶反射峰频率分别对应OBSF输出光谱中的-n阶和+n阶光边带，以便选择出相应的光边带，施加在UFBG-AOTF上的声波频率应满足式(5)：

nfRF=17.47fa

(5)

其中n=1，2，3…。

由式(5)，可根据所需要选择的光边带阶次来确定需要给UFBG-AOTF所施加的声波频率。如果各信道所需要的毫米波信号倍频因子发生变化，不需要重新制作一个UFBG，只需要改变施加的声波频率即可。

2 仿真验证

为了验证所提方案的可行性，依照原理图1在商业仿真平台Optisystem[24]上搭建了完整的仿真系统。

2.1 光频率梳信号生成

CW激光器输出的光载波信号中心波长为1 552.52 nm。同时，UFBG-AOTF1和UFBG-AOTF2的中心波长均为1 552.52 nm。给PM施加一定的相位偏移Δφ=250°，经计算，此时PM的调制指数m为4.36。RF信号频率fRF设置为20 GHz。此时PM输出(A点)信号频谱如图3(a)所示，从图中可以看出，A点信号频谱中包含光载波和各阶次光边带。在PM后面连接一个中心波长为1 552.52 nm，带宽为20 GHz的光带阻滤波器，滤除PM输出信号中的光载波，得到B点的频谱如图3(b)所示。

图3 相位调制器和光带阻滤波器输出信号频谱

可以看出，OBSF输出的光信号包含奇数次边带和偶数次边带。在OBSF后面连接一个IL将奇次边带和偶次边带分离，所用IL中心波长为1 553.32 nm，频率间隔为20 GHz，带宽为3 GHz。IL输出奇次边带和偶次边带频谱如图4所示。

图4 光分插复用器输出的奇次边带和偶次边带信号频谱

2.2 UFBG-AOTF参数选取

由1.2部分研究可知，UFBG-AOTF的反射谱特性由施加的声波频率fa和声致应变幅度S0决定。对于UFBG-AOTF1，拟利用UFBG-AOTF1反射谱选择奇次边带中的-3阶和+3阶边带，然后经过PD2拍频实现第2个信道6倍频120 GHz毫米波信号的输出。根据式(5)，计算出此时施加在UFBG-AOTF1上的声波频率应为3.43 MHz。同时，为了尽量减少-3阶和+3阶边带的功率损失，应使UFBG-AOTF1中的两个一阶次反射峰的反射率尽可能大，结合式(3)和式(4)，选择施加在UFBG-AOTF1上的S0为5.6×10-4ε。UFBG-ATOF1反射谱如图5(a)所示，每个次反射峰与主反射峰之间的波长间隔应为3fRF，两个次反射峰的反射率均为0.9。奇数次边带中剩余的-1阶和+1阶边带经过UFBG-AOTF1的透射，经过PD1拍频实现第1个信道2倍频40 GHz毫米波信号的生成。

对于UFBG-AOTF2，拟利用UFBG-AOTF2反射谱选择偶次边带中的-4阶和+4阶边带，然后经过PD3拍频实现第3个信道8倍频160 GHz毫米波信号的输出。根据式(5)，计算出此时施加在UFBG-AOTF2上的声波频率应为4.58 MHz。同时，为了尽量减少-4阶和+4阶边带的功率损失，应使UFBG-AOTF2中的两个一阶次反射峰的反射率尽可能大，结合式(3)和式(4)，选择施加在UFBG-AOTF2上的S0为7.0×10-4ε。UFBG-ATOF2反射谱如图5(b)所示，每个次反射峰与主反射峰之间的波长间隔应为4fRF，两个次反射峰的反射率均为0.9。偶数次边带中剩余的-2阶和+2阶边带经过UFBG-AOTF2的透射，经过PD2拍频实现第4个信道4倍频80 GHz毫米波信号的生成。

图5 fa=3.43 MHz，S0=5.6×10-4ε时UFBG-AOTF1的反射谱和fa=4.58MHz，S0=7.0×10-4ε时UFBG-AOTF2的反射谱

经过UFBG-AOTF1和UFBG-AOTF2各自的反射和透射，生成的4个信道毫米波信号频率分别为40 GHz、80 GHz、120 GHz和160 GHz，倍频数分别为2、4、6、8。生成的毫米波信号频谱如图6所示。从图中可以看出生成的4种倍频因子的毫米波信号的变频抑制比(sideband suppression ratio，SSR)均大于15 dB，满足基本的通信需求[25]。

图6 生成的4个倍频因子的毫米波信号频谱

3 系统性能验证与分析

为了验证所提方案的性能，采用强度调制器将速率为1 Gbit/s的链路数据信号调制到不同倍频因子的光毫米波信号上，经过放大倍数为6 dB的EDFA进行信号放大后，分别进行背靠背(back-to-back，B-T-B)传输和10 km的SMF传输。各个信道链路的误码率曲线与眼图如图7所示。经计算可得，经过10 km的SMF传输后，各信道链路功率代价分别为0.14 dB、0.61 dB、2.39 dB和2.62 dB。

图7 不同倍频因子的毫米波信号在不同传输距离后的误码率曲线和眼图

经分析可得，生成的2倍频(40 GHz)和4倍频 (80 GHz)的毫米波信号链路传输功率损耗小。而6倍频(120 GHz)和8倍频(160 GHz)的毫米波信号由于来源于光频梳中的3阶光边带和4阶光边带，本身功率较低，导致其链路传输功能损耗较大，但依然能较好地满足基本的通信需求。

另外，考虑到生成的毫米波信号的功率与PM生成的光频梳信号中的各个频率分量的功率有关，而各个频率分量的功率又是由PM的调制指数决定，因此分析了PM调制指数对生成的各个倍频因子毫米波信号的SSR的影响，如图8所示。从图中可以看出，当PM的调制指数小于3.66或者大于4.71的时候，由于有些倍频因子的毫米波信号的SSR小于15，不能满足基本的通信需求，因此该方案中PM的调制指数范围应该在3.66到4.71之间，即给PM施加的相位偏移应该在210°～280°之间。

由图8可以看出，由同一个UFBG-AOTF产生的毫米波信号(如2倍频和6倍频)的SSR随着PM的变化趋势是相反的，因此在选择PM调制指数时要综合考虑PM的取值能够使得生成的两种倍频的毫米波信号的SSR均能满足基本的通信需求。

图8 不同倍频因子的毫米波信号的边频抑制比与PM调制指数关系

4 结束语

本文提出一种基于相位调制器与声光滤波器的四信道多倍频毫米波生成方案，利用相位调制器作为生成光频梳的来源，避免了马赫—曾德尔强度调制器的直流偏置漂移问题。同时采用基于均匀光纤光栅的声光可调谐滤波器作为选频元件，对相位调制器生成的光频梳信号中的特定光边带进行选择，实现四信道不同倍频因子的毫米波信号的生成。由于所采用的声光滤波器特性可直接由其两端的声波频率及声致应变幅度进行调节，该方案具有操作灵活、成本低廉的优点。所提方案生成的2倍频、4倍频、6倍频和8倍频的毫米波信号具有较高的边频抑制比，满足基本的通信需求。对整个系统方案进行性能仿真后得出，调制数据后，经过一定距离的光纤传输后依然具有较好的传输性能。在第五代通信乃至下一代通信中有较好应用前景。