通信电源变换器轻重负载切换效率优化

周景恒，朱文章*，陈一逢，叶圣哲,丁含章，肖慧晨，周 犇

(1.厦门理工学院光电与通信工程学院，福建 厦门 361024；2.厦门爱维达科技工程有限公司，福建 厦门 361028)

移动数据流量的快速增长为人们的通信提供了便利，在构建经济数字化转型过程中，5G 技术应运而生。5G意味着组网方式发生了改变，5G基站功耗比4G基站大幅增长[1]。而通信电源能耗的增加则导致发热量急剧增加，从而使基站的工作效率降低。因此，如何减少功耗和提高基站工作效率成为当前广大学者关注的焦点。大量学者对如何提高变换器工作效率进行了研究，如文献[2-3]提出了一种交错并联 Boost 功率因数修正(power factor correction，PFC)电路，可实现开关管的零电流导通和二极管的零电流关断，具有输入电流脉动小、驱动设计简单等优点，同时，交错控制技术可增加等效开关频率，减小输入电流和输出电容纹波，但仍存在电流采样精度与EMI的问题；文献[4]对LLC 变换器的多电平控制策略、多电平工作模式及其对输入电压适应性的影响进行了分析，与传统 LLC 变换器相比，运用多电平控制的LLC变换器的效率得到优化，但控制环路比较复杂且电路中元器件数量增多；文献[5-7]对半桥 LLC 谐振变换器进行分析，解决了直接采用开关频率调制半桥 LLC 谐振变换器存在的动态性能不佳问题，但当负载变化较大时，LLC谐振变换器动态性能容易产生偏差，超出谐振点范围；文献[8-10]应用新型材料件(SiC、GaN)制作功率开关管器，它的导通阻抗少、发热量低，能有效降低开关损耗，但由于造价成本过高，不利于广泛推广应用。

针对轻重负载切换效率不高的问题，本文对传统的前级功率因数校正电路加后级 DC-DC 谐振电路的两级式电路结构的通信电源进行优化，且针对通信电源负载容易突变的情况，要求后级 LLC 谐振变换器具有良好的动态性。

1 PFC及LLC主拓扑电路原理

两级式功率拓扑为无桥PFC与半桥式LLC谐振变换器串联而成。前级电路采用无桥PFC电路，主要原因在于电压量是交变的，当交变的电压量后面是一个阻性负载，电阻上电压与电流是线性变化的关系处于同相位，而实际中负载更多是以感性负载或容性负载出现，此时电压和电流的关系是非线性，相位上也不一致，这就导致了功率的畸变和谐波，且同时污染了交流电网的运行环境。无桥PFC电路可矫正输入电压与电流的相位差，有效解决了功率畸变和谐波的问题。后级LLC电路将电容(电流超前电压)和电感(电流滞后电压)组合在一起(谐振腔)，让其相位具有补偿性，适当调整信号的频率与电感电容的参数，解决了开关管上的开通损耗和发热问题，降低了变换器的开关损耗，提高了变换器的效率。

图1为两级式交直流变换器结构图。其中，双开关无桥PFC。正半周期分为2个工作状态：状态1为电感L储能，Q2、Q1导通；状态2为电感L放电，D1、D4导通。同理，负半周期也分为2个工作状态：状态1为电感L储能，Q1、Q2导通；状态2为电感L放电，D2、D3导通。C1为前级滤波储能电容，其中D1与D2为快速反向恢复特性的二极管，D3与D4为慢速反向恢复特性的二极管(慢恢复二极管的时间为快速反向恢复特性二极管D1、D2的反向恢复时间的两倍)。LLC谐振变换器由谐振电感Ls、谐振电容 C2与变压器T 的原边励磁电感Lm组成。原边励磁电感Lm被副边输出电压钳位，不参与能量传递，其主要作用是实现谐振环路的ZVS。D5、D6为输出整流二极管。

图1 两级式交直流变换器结构图Fig.1 Structure of two-stage AC-DC converter

1.1 前级PFC电路分析

图2为 PFC电路的关键波形。1){T0～T1}阶段。T0时刻，输入交流电压Vac的正半周期，双向开关管(Q1，Q2)关闭，电感L通过整流二极管D1和D4将存储的能量放电到输出电容C1进行续流，从而在输出电容C1上产生输出电压Vo。快恢复管D1很快的恢复反向截止，而D4由于慢恢复的特性依然处于慢反向恢复的状态，D4保持较长时间的正向导通的状态。2){T1～T2}阶段。从T1时刻开始，输入交流电压Vac的正半周期期间，双向开关(Q1，Q2)开通，输入AC电压Vin直接作用在电感L，将能量存储在升压电感L中。由于D4为慢恢复二极管在此区间内仍处于导通的状态，将N线钳位至母线电容C1的地中，防止因为双向开关管子N线产生高频的跳动，在正半周期D4两端电压为0。3){T3～T4}阶段。输入交流电压Vac的负半周期，当开关管(Q1，Q2)关断时，二极管D3与D2正向导通，电感电流依次从D2、母线电容二极管D3进行续流，此时电感电流IL是线性下降的，在此期间，开关管Q2与D1两端的电压是母线电压，开关管Q1由于体二极管钳位的作用，DS电压一直为0。4){T4～T5}阶段。输入交流电压Vac负半周期，双向开关(Q1，Q2)导通，交流输入经过Q1与Q2，电感L电流持续上升，由于D3慢恢复二极管的特性在此区间内仍处于导通的状态，将N线钳位至母线电容C1的正端中。

图2 PFC电路关键波形Fig.2 Key waveform of PFC circuit

1.2 后级LLC电路分析

图3为LLC电路的关键波形。1){T0～T1}阶段。{T0}时刻前是死区时间，S3与S4开关管承受着Vbus的电压，{T0}时刻后，S3导通，谐振电感Ls和谐振电容C2与初级线圈形成回路，对各个器件进行充电，除Lm励磁电感被副边钳位外，Ls和C2参与谐振，此时由于变压器正激的关系进行原副边能量传输，D5导通。2){T1～T2}阶段。T1时刻，Lm励磁电感仍被钳位，Im电流从负端往正端减少，到T2时刻减少为0，原副边能量保持传输，D5保持导通。3){T2～T3}阶段。T2时刻，Lm励磁电感仍被钳位，Is和Im电流共同保持上升，到T3时刻，Is与Im上升至同一位置，原副边能量保持传输，D5保持导通。4){T3～T4}阶段。T3时刻，Is与Im相等时，Im励磁电感不在被钳位参与谐振，且原副边之间不再传递能量，负载由输出电容C3单独提供能量，且D5实现零电流关断。5){T4～T5}阶段。此时S3关断同时S4保持关断，进入死区时间，结电容Cs3电压从0 V开始充电，结电容Cs4从Vbus电压开始放电，至T5时刻Cs3与Cs4充放电完成。这阶段内保持原副边之间不再传递能量，负载由输出电容C3单独提供能量。6){T5～T6}阶段。由于T5时刻Cs4放电完成且被体二极管钳位压降为0 V时，在T5时刻之后，S4开关管导通实现零电压开通。由于副边二极管D4导通给原边励磁电流的释放提供了通路因此变压器原副边之间恢复能量的传递。7){T6～T12}阶段。后级LLC电路继续实现S3的零电压开通，与以上过程相同，因此不再赘述。

图3 LLC电路关键波形Fig.3 Key waveform of LLC circuit

2 主功率开关管损耗及LLC增益分析

2.1 损耗分析

在PFC与LLC电路中有大量功率开关管MOSFET和二极管，在电路的应用中不断地对功率管进行开关，导致MOSFET和二极管产生了大量的开关损耗。PFC电路上开关管S1和S2主要产生了开通损耗、关断损耗和导通损耗3种损耗[11]；LLC电路S3、S4因为其软开关零电压开通缘故，只有关断损耗和导通损耗，D3和D4二极管有开通和关断损耗。而LLC谐振变换器效率往往会受到关断损耗的影响，关断损耗公式为

(1)

式(1)中：tfall为开关管的关断时间；Chb为半桥的等效容值；Ioff为开关管关断时间的电流值；f为开关频率。

开关管的损耗大部分来源于MOSFET开通时的平台区域，原因在于，在开关平台过程中，MOSEFT内部Rdson的阻值从最大到最小或从最小到最大，当开通与关断时，电流与电压的叠加组成了开关损耗。

对于开通与关断损耗的计算采用二分之一法进行计算：

(2)

式(2)中：V为开关时开关管的电压值；I为开关时开关管的电流值。

在理想的情况下，平台区域没有振荡。实际上，由于频繁地对开关管进行开通，不仅会产生开通与关断损耗，而且平台区域内的振荡会影响开关过程中Rdson的阻值且造成开关管的发热。这段区域是MOSEFT在开关过程中最为危险的区域，绝大多数的开关管的损坏都是在这个区域。为了解决这个问题，在控制环路中减少电路中部分开关管的频率，并保持软开关特性。

2.2 增益分析

对LLC变换器谐振腔的增益采用基波近似法(first harmonic approximation，FHA)[12]进行推导。把变压器的励磁电感两端电压的基波分量有效值求出，公式为

(3)

式(3)中：NUo为变压器副边折算到原边的关系。

将变压器原边电流近似看作是正弦波，经过负载侧变压器、整流管、电容得到的负载电流实际上是正弦量的平均值。将副边负载等效到变压器原边，得到等效负载为

(4)

式(4)中：Us1_rms为变压器电压的有效值；Ip1_rms为变压器原边电流的有效值。通过将副边参数折算到原边后得到如图4所示的电路。

图4 LLC谐振变换器的FHA等效模型Fig.4 FHA equivalent model of LLC resonant converter

把式(4)代入式(5)，得出其输入阻抗：

(5)

对图4点A处进行分压，得出LLC变换器谐振腔增益，进行归一化处理后得到：

(6)

(7)

对LLC变换器的总增益的分析可以得到：当LLC负载较轻时，需要系统增加开关频率Fs以减小增益M，从而达到稳定输出电压的目的；反之，当LLC负载较重时，系统需减少开关频率Fs，增加输出电压增益M，维持输出电压稳定。

由表1传统LLC轻重负载时的增益变化可见，在占空比始终保持不变的情况下，需要不断地改变LLC开关频率，增加了mos管平台区域内的振荡。同时，针对通信电源负载容易突变的工况，要求后级LLC谐振变换器具有良好的动态性，而LLC谐振变换器动态性能不佳，无法保证在任何负载情况下都能工作在最佳工作点[13]，因此，需要对LLC变换器的动态性能进行研究。在轻重负载切换的情况下，为了维持输出电压，需要降低或增加增益(在LLC输入母线电压不变情况下，实际会维持电压增益变化趋势)，开关频率的增加会导致关断损耗增加。所以，在同一参数下只通过开关频率，效率会比较低。而通过改变LLC输入母线电压，降低了电压峰值增益，可以等效于频率增加所带来的电压增益降低。即不需要通过大量调节开关频率的方式来维持输出稳定，从而达到减小开关频率和稳定最佳频率工作点的目的。

表1 传统LLC轻重负载时的增益变化Table 1 Gain variation of traditional LLC under light and heavy load

3 轻重负载切换控制策略优化

针对轻重负载切换时效率不高的问题，提高LLC谐振变换器的动态性能，对控制策略进行优化设计，优化后的控制逻辑图见图5。负载分为2种状态，状态1是负载保持不变的情况，状态2是负载突变的情况。状态1负载保持不变时，采用传统的LLC调频模式达到稳定负载的目的；状态2负载发生变化时，通过对LLC开关频率的采样把变化量采集到前级PFC电路的控制器中，对PFC电路输出电压值进行调压，以满足负载的变化。如图5所示，Vo_ref为输出电压目标值，Vo_ref与Vo做差计算后通过PI1比例积分运算器计算出当前输出电压的误差范围系数，回传至PFM控制信号中，调整LLC工作的参考开关频率值。当负载发生变化时，LLC电路开关频率发生变化；当变化范围超过基准值时，对开关频率进行锁死，转换为调整母线电压Vbus满足负载变化。其中Vbus_ref的给定系数会由输出电流Io进行调节(当负载增大时，Vbus_ref的给定系数会同样增大；当负载减少时，给定系数会同时减小)，通过Vbus与给定值Vbus_reff比较，计算出当前的误差值，通过PI2比例积分运算器计算出Vb，Vb与Fs频率反馈系数叠加，经PI3控制器送入前级电路的占空比中，调节前级PFC电路PWM信号。

图5 优化后的控制逻辑图Fig.5 Optimized post-control logic

非传统增加母线调制过程：若负载发生变化时，开关频率的调制大于所设定的频率基准值，将PFM调整开关频率进行锁死，转换为对母线电压进行调整。Vbus_ref对当前负载进行采样，通过与当前Vbus进行比较，给定负载变化所需调整母线电压的范围，送至PI3控制器，调整PWM的占空比D和PFC电路的输出电压。

通过对控制过程的分析可以得到，在工作过程中，若开关频率小于开关频率基准，表示当前负载变化量只需通过调整后级LLC电路开关频率就能起到稳定输出电压的目的。当LLC电路开关频率下降至给定最小值时，这个最小值便是两条控制回路的相互交汇点，通过对后级LLC电路的开关频率进行锁死，将控制量送入前级无桥PFC电路的控制环节，改变母线电压值。这种方式降低了电压峰值增益，可以等效于频率增加所带来的电压增益降低，不需要通过增加开关频率的方式来维持输出稳定，从而起到减小开关频率的作用。在保证谐振频率在最佳工作频率点附近的前提下，既能稳定输出电压，又能确保轻重负载在切换时达到最佳的工作效率。

4 仿真结果与分析

4.1 仿真实验

为验证优化方法的有效性，运用Matlab/Simulink模块对控制策略及电路进行仿真。电路仿真参数见表2，并将开关管的寄生参数如寄生电容、平台区域时间等添加到仿真软件当中。

表2 系统仿真参数Table 2 Simulation parameters for grid-connected systems

本文分析不同负载情况下的母线电压与输出电压波形。母线电压的调压范围为350～400 V，在负载100%条件下，母线输出电压为400 V，当负载低于40%的条件下，开关频率的提高会导致开关电源效率下降明显，此时调整母线电压，保证输出电压恒定的同时又降低开关频率，提高电源效率。0～1.5 s母线电压与输出电压的变化情况如图6所示。图6(a)中，0～1 s的区间当中保持轻载的情况下，母线电压的有效值保持在350 V，只需要通过调整 LLC 电路的开关频率来稳定输出电压；1.0～1.5 s，母线电压从350 V调整至370 V，母线电压随着输出电压下降而下降，此时进行频率限制，提高母线电压至370 V。由图6(b)可见，在1 s处，负载从轻载切换至重载，输出电压瞬时下降，需要降低开关频率以满足增益需求。先固定重载下的开关频率为69 kHz，再调整母线电压。

图6 0～1.5 s母线电压与输出电压的变化Fig.6 Changes in bus voltage and output voltage from 0 to 1.5 seconds

2.5～3.5 s母线电压与输出电压的变化情况如图7所示。图7(a)中，在2.5 s处，负载从重载切换至轻载，维持开关频率69 kHz不变，调整母线电压至350 V，此时再根据增益变化，调整开关频率稳定在谐振频率点附近(略低于谐振频率)。这样，可以确保LLC变换器实现原边零电压开通、副边零电流关断的工作状态。

图7 2.5～3.5 s母线电压与输出电压的变化Fig.7 Changes in bus voltage and output voltage from 2.5 to 3.5 seconds

4.2 实验结果与对比分析

图8为LLC电路开关频率和增益图。在实际应用中，LLC谐振变换器在全负载范围内，都要工作在感性区域。满载设计在谐振频率点处，可以实现高效率。需要注意的是，当空载甚至轻载时，开关频率需要增高以降低增益，实现稳定输出，即空载在图8中a1点，在该点，输出整流无法实现零电流关断。

图8 LLC电路开关频率和增益图Fig.8 LLC circuit switching frequency and gain

DC-DC开关管的开关频率及LLC副边二极管电压电流情况如图9所示。图9(a)为传统调整开关频率控制方式。重载时，开关频率控制在70 kHz；轻载时，开关频率稳定在105 kHz，超过谐振频率点(100 kHz)，副边整流二极管丢失零电流关断工作状态，如图9(b)所示，零电流关断存在损耗。图9(c)为调整母线电压的控制方式。重载时，开关频率控制在70 kHz；轻载时，开关频率稳定在80 kHz，低于谐振频率(100 kHz)，副边整流二极管满足零电流关断工作状态，如图9(d)所示，零电流关断不存在损耗。

图9 DC-DC开关管的开关频率及LLC副边二极管电压电流Fig.9 DC-DC switch tube switch frequency and LLC vice side of the diode voltage and current

由图9的 DC-DC开关管的开关频率及LLC副边二极管电压电流，并对比传统开关频率控制与调整母线电压控制方式，可以得到：调整母线电压控制方式，一方面，可以确保全负载范围内满足LLC谐振变换器工作在原边零电压开通、副边零电流关断，降低损耗；另一方面，开关频率调整范围更小，轻载磁芯损耗小。图10为传统控制方式与调整母线控制方式的电源效率的负载效率曲线对比图。由图10可见，对于传统控制方式，在负载低于40%情况下，整体效率下滑明显，10%负载时，只有不到80%的效率；而对于调整母线控制方式，在负载大于20%的情况下，效率维持在89%以上，10%的负载条件下有86%的效率，整体效率提升了4.1%。

图10 负载效率曲线Fig.10 Load efficiency curve

5 结论

本文针对通信电源在轻重负载切换效率不高的问题，通过LLC谐振频率触发母线电压进行调控，在此基础上，将前后级电路进行联动，优化传统LLC控制方式。Matlab/Simulink仿真实验结果表明，基于改变母线电压的控制方式，能把LLC电路的开关频率稳定在最佳工作点附近，并能够保持副边二极管的零电流关断，使LLC电路全负载范围内的效率提升了4.1%。

虽然通过改变母线电压的控制方式对LLC工作效率有一定的提高，但是，由于涉及前后两级电路的相互触发，从开关频率曲线可以看出，轻重载切换时母线电压相应速度还是需要0.5 s的响应时间，对前后电路的联动性产生了影响，今后将针对两级电路联动控制进一步研究。