基于S/LCC补偿的无线能量与信号反向同步传输系统

靖永志， 冯伟， 谯柯， 王森， 静国衡， 龚倩文

(1.磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川 成都 611756； 2.西南交通大学 电气工程学院，四川 成都 611756)

0 引 言

无线电能传输作为一种实现能量无接触的传输方式，极大地提高了供电的灵活性和安全性，被广泛应用在电动汽车、植入式医疗、消费电子等领域[1-7]。当前对无线电能传输系统的优化设计主要从补偿拓扑结构设计和耦合线圈的优化设计这两方面进行。4种最经典的补偿拓扑结构分别为S/S、S/P、P/P和P/S，其中，S和P分别代表串联补偿和并联补偿，斜线左右侧分别表示无线电能传输系统原副边的补偿方式。但随着人们对传输效率和输出特性要求的不断提高，高阶的补偿拓扑结构如LCC补偿、LCL补偿等逐渐受到了人们的关注[8]。与传统的低阶补偿拓扑相比，LCC补偿具有明显的优势。首先，在无线电能传输系统中，负载变化的情况非常常见，采用LCC补偿可以在负载变化时实现恒压或恒流输出，其次，采用LCC补偿易于实现零电压开关，可以降低开关损耗[9-10]，在电动汽车等领域得到了广泛的应用。

在大多数应用场合中，通常需要在能量发送端和接收端之间同步传输信息来实现一些特殊目的，如检测负载和输出电压传到原边实现恒压输出和最大效率传输，以及医疗设备植入传感器的状态检测、电动汽车充电电池状态检测等。当前国内外学者实现能量与信号同步传输的方式可分为共享通道传输和分离通道传输两种。其中，分离通道传输是指增加单独的信号传输通道，采用如蓝牙、WIFI等来单独进行信号的传输，这样做不仅需要增加单独的信号传输通道，且当能量传输功率很大时，能量传输对信号传输的干扰非常严重。介于分离通道传输的上述缺点，同时，也为了提高系统的紧凑性和降低成本，近年来，使用共享通道来实现能量与信号同步传输的方式成为了研究热点[11-13]。

共享通道传输的实现方式主要可以分为能量调制式和载波调制式两种。区别在于能量调制式是直接将数字信号加载在能量载波上，形成带有特定信号的能量波形，信号传输频率受到能量载波频率的限制；载波调制式是先将信号耦合到高频载波上，再将其加载到电能载波中。与能量调制式相比，载波调制式拓宽了基带信号的频谱，更有利于信号在电能通道中传输。在信号传输方向方面，当前关于能量与信号的同步传输的研究主要集中在信号的正向传输上，文献[14-15]用幅移键控调制(amplitude shift keying,ASK)、频移键控调制(frequency shift keying,FSK)等技术实现了信号的正向传输。但在实际工程应用中，为了实现输出电压反馈和负载检测等功能，信号的反向传输也具有重要价值，且当信号反向传输时，在信号接收端也即能量发送端受到的电能载波的干扰更大，解调更具难度。

目前关于信号同步反向传输的文献相对较少。文献[16]提及系统信号反向传输对电能传输有一定影响，实现了较低速率的信号反向传输。文献[17]采用单线圈双谐振的结构，在实现354 W功率传输的同时实现了19.2 kbps的反向信号传输。然而关于兼顾负载端恒压输出和信号反向传输的文献很少，文献[18]提出了一种在变负载情况下系统电能与信号反向同步传输的方法，能在变负载的情况下维持输出电压恒定，但信号传输频率受到电能传输频率的限制，传输速率较低。本文基于负载变化的情况，在S/LCC谐振拓扑的基础上，对基于ASK调制的信号注入式无线能量与信号同步传输系统进行研究，基本实现负载变化时对副边电压的稳定控制，同时对相关参数进行了分析设计，进一步提高信号传输速率，并通过实验验证该系统的可行性。

1 系统结构

本文在能量发送端采用串联补偿，同时，为了实现副边的恒压输出，在副边采用LCC补偿。LCC补偿结构是由对称T网络模型进一步转化而来，可以实现正弦恒压源输入，正弦恒流源输出，也可实现正弦恒流源输入，正弦恒压源输出[19]。同时恒定电流的输出值或恒定电压的输出值与外界负载无关，仅与网络本身参数有关。

S/LCC谐振补偿结构的能量与信号同步传输系统的结构图如1所示。该电路由能量发送部分、能量接收部分、信号发送部分和信号接收部分4部分组成。

图1 S/LCC补偿结构的能量与信号反向同步传输系统Fig.1 Wireless power and date reverse synchronous transmission system based on S/LCC compensation

采用信号注入式的方式将信号载波耦合到能量传输回路中，能量和信号传输都通过同一松耦合变压器LS1/LS2进行。将经过半桥逆变电路后携带数字信息的高频交流信号记为VS，L1/L3、L2/L4为两组紧耦合变压器，信号通过紧耦合变压器L2/L4注入能量传输回路，在能量发送端通过紧耦合变压器L1/L3提取出混杂着能量和数字信息的复合信号，通过设计相应的信号解调电路，将高频模拟信号还原为对应的数字信号，并保证最终得到的数字信息与信号源一致，从而实现信号的反向同步传输。其中：CS1、LS1和L1构成与原边的S谐振补偿，CS2、LS2、L2、Cf和Lf构成副边的LCC补偿。CS3与L3构成信号接收回路的谐振回路，CS4与L4构成信号发送回路的谐振回路。RS1、RS2分别为松耦合线圈LS1、LS2的内阻，R1、R2、R3、R4分别为紧耦合变压器L1、L2、L3、L4的内阻，RD为信号接收端采样电阻。为减小能量传输对信号传输的干扰，要求信号载波频率至少大于能量传输频率10倍以上。选定能量传输频率fp为85 kHz，信号载波频率fs为1 MHz。由以上描述可知，系统中各谐振元件的参数计算公式为

(1)

LCC补偿电路中各参数满足

(2)

由式(2)可得副边补偿电容为

(3)

因此，电路结构与单纯传输能量时的拓扑结构完全一样，无需对传输能量的松耦合线圈进行任何改变，只需要分别调整原副边的谐振电容使电路依然谐振在能量传输频率，即可保证系统的效率和性能不变。

信号接收与发送回路阻抗满足

(4)

(5)

2 电路特性分析

2.1 能量传输通道特性分析

只考虑能量正向传输时，系统的等效电路图如图2所示。

将经过全桥逆变电路之后的直流电源VP等效为交流电源VIN，VIN流经由CS1，LS1和L1组成的谐振回路，此时LS1上流过频率为85 kHz的高频交流电，进而在原边线圈上形成一个高频交变的磁场，副边线圈通过磁场耦合接受能量，经过LCC谐振回路给负载供电。将全桥整流电路后的负载RLOAD等效到整流电路前，二者的值满足

(6)

图2 能量传输回路等效电路图Fig.2 Equivalent circuit diagram of power transmission

由式(2)及图2可知，不考虑线圈的内阻RS2、R2时，副边电路的等效阻抗为

(7)

由式(7)可知，副边的LCC网络具有阻抗变换的特性，当负载本身为阻性时，系统不会因为网络中存在的感抗和容抗而引入额外的无功分量，同时，在副边采用LCC网络还可以实现恒流源输入到恒压源输出的转换，稳定输出端的电压。当副边的输入为恒流源Is时，输出端电压为

(8)

由式(8)可知，当副边采用LCC谐振拓扑时，输出端电压UO仅与电路本身的阻抗参数X有关，与负载大小RE无关。将松耦合变压器等效为受控电压源加等效电感的模型，根据基尔霍夫电压定律可知，原边电流I1和副边电流I2满足：

(9)

其中：M为松耦合变压器互感；Z11为原边等效阻抗；Z22为副边等效阻抗。由式(9)可知原边电流为

(10)

忽略线圈内阻时，可得

(11)

结合式(9)和式(11)可知，此时

(12)

由式(8)和式(12)可知，此时输出电压为

(13)

由式(13)可知，当输入电压和松耦合变压器的互感M一定时，输出电压的值只与电感Lf的大小有关，与负载的大小无关，从而实现在负载变化时输出端的稳压控制。

2.2 信号传输通道特性分析

采用同一松耦合机构进行能量和信号的同步传输时，信号的传输速率受到以下几方面的约束：

1)信号在能量回路衰减。在无线传能系统中，为提高能量传输功率和效率，对原副边进行了电容补偿，使原副边工作在谐振状态，因此该网络具有频率选择性，能起到选频滤波的作用。为保证信号载波的准确提取和解调，一般需保证信号载波频率高于能量载波频率10倍以上，因此电能谐振网络在信号载波频率下阻抗很大，这会导致信号载波在能量传输回路中衰减，若信号接收端接收到的信号幅值过小而不足以被识别，则会导致解调失败。

2)电能对信号串扰。由于能量传输和信号传输采用同一松耦合机构进行，两个通道之间会产生串扰，若电能传输对信号传输的干扰过大，会严重影响信号传输通道的信噪比，导致信号解调失败。

下面分别对这两项因素进行分析。首先是由信号载波引起的电压变化，本系统信号通道的传输过程如图3所示。

图3 信号传输回路拓扑Fig.3 Topology of date transmission circuit

为增强数据载波强度，在信号接收端和发送端分别增加谐振电容CS3、CS4。在分析信号传输通道时，可将能量发送端原边电路中逆变电路部分视为短路。由于紧耦合变压器阻抗R1、R2、R3、R4远小于松耦合变压器内阻RS1、RS2，为方便计算，在下面的计算过程中，将其忽略不计。

将信号传输通道分为4个回路，各回路电流分别记为i1、i2、i3和i4，在回路1中，信号发送端将携带数字信息的高频载波经CS4和L4谐振回路送入紧耦合变压器；在回路2中，信号载波经过LCC能量回路传递到松耦合变压器；在回路3中，信号载波通过原边能量回路传递给信号接收端的紧耦合变压器；在回路4中，信号载波经CS3和L3谐振回路传递给采样电阻RD，所采集的电压信号由后续电路进一步解调。MS和MP分别表示紧耦合变压器和松耦合变压器的互感。根据交流阻抗分析法，从上述分析过程中的末端向前端计算等效阻抗，可知：

(14)

式中：Zi为各回路的等效阻抗的拉氏变换，Zij为回路i反射到前一回路j的阻抗拉氏变换，i=1,2,3,4，j=1,2,3。进一步可以得到上述信号传输过程每部分的传递函数：

(15)

由式(15)可得，采样电阻接收电压与信号调制电源电压之比为

(16)

结合式(14)～式(16)可知，信号传输回路的电压增益与紧耦合变压器自感、松耦合变压器互感、松耦合变压器自感、采样电阻阻值、线圈内阻这几项参数紧密相关。当传输距离增大时，松耦合变压器互感降低，感应耦合能力下降，信号传输增益降低。信号传输是在能量传输整体框架确定的基础上进行，即能量传输通道中松耦合变压器自感和互感视为固定值。故当能量传输回路参数确定时，影响信号传输回路电压增益的参数可只分析能量传输通道之外的紧耦合变压器自感和采样电阻阻值。紧耦合变压器电感和采样电阻分别变化时信号传输电压增益的波特图如图4所示。

图4 信号传输通道电压增益波特图Fig.4 Bode diagrams of voltage gain in the signal transmission channel

从图4(a)中可以看出，当紧耦合变压器电感值为1 μH时，信号传输回路的最大电压增益在信号载波频率1 MHz附近，而随着紧耦合变压器电感值的增加，信号传输回路的最大电压增益极值点逐渐偏离信号载波频率，实际最大电压增益处的频率略大于1 MHz。同时，随着紧耦合变压器自感值的增大，信号传输电压增益呈现先增大后减小的趋势，大约在10 μH时保持一个较大的电压增益。因此，本文选取紧耦合变压器电感值为10 μH，以保证信号传输过程中的稳定性，此时信号传输通道的实际最大电压增益在1.2 MHz处，在后续实验过程中将信号载波频率调整为1.2 MHz以最大化信号传输通道的电压增益。

图4(b)为紧耦合变压器电感恒定为10 μH，采样电阻从20 Ω到1 000 Ω变化时，传递函数波特图的变化情况，从中可以看出当采样电阻阻值最大时，信号传输通道的电压增益极大值最大，同时曲线在极值点附近变化陡峭，在采样电阻阻值较大时，信号传输电压增益变化较小。随着采样电阻的减小，信号传输通道的电压增益极大值逐渐减小，同时曲线在极值点附近变化逐渐平缓。

为保证信号传输过程中的可靠性与稳定性，既需要信号传输通道在极值点附近变化较为平缓，又需要保证信号传输通道中的电压增益较大，需要对各项参数进行协调设计。

上面分析了信号传输过程电压增益情况，下面讨论电能对信号串扰，首先可将信号接收端的信噪比定义为

(17)

其中：URD(ωS,VS)为由信号载波引起的电压幅值变化；URD(ωP,VP)为由能量载波引起的电压幅值变化，即为能量通道对信号通道产生的干扰。

能量载波引起的电压幅值为

URD(ωP,VP)=G3(s)G4(s)I1。

(18)

结合式(17)、式(18)可知

(19)

结合式(14)、式(15)、式(19)可知，信号接收端的信噪比与电路中的线圈自感、互感、电阻、电容等各项参数都紧密相关，十分复杂。在数据载波频率下，将其进一步化简可知，当能量传输通道的参数确定后，信号接收端的信噪比主要由以下几个参数决定：一是VS/VIN的比值，比值越大，信噪比越大，但同时信号传输通道对能量传输通道的干扰也会增大，二是松耦合线圈的互感系数，互感系数越大，信号传输通道的电压增益越大，三是信号接收回路谐振网络的品质因数Q3,Q3满足[20]

(20)

当Q3增大时，有利于信号的解调，但同时，为了降低后续解调电路对系统的影响，RD不宜太小，结合RD对电压增益影响的分析，本文选取1 kΩ的采样电阻。

信号传输增益Gd和能量干扰增益Gpd与紧耦合变压器自感值的关系如图5所示，可以看出，电感值越大，能量载波引起的电压幅值会略微增大，而信号载波引起的电压幅值受影响较小，两者之间的差值较大，始终大于20 dB，最大差值可达45 dB，可以保证信号传输几乎不受能量影响。

图5 Gd和Gpd与紧耦合变压器自感关系Fig.5 Gd and Gpd verse tightly coupled transformer self-inductance

2.3 信号调制与解调

除了信道带宽与信噪比之外，信号传输速率还与信号的调制解调技术以及编码技术等存在着很大关系。本文采用二进制幅移键控(2ASK)作为数据解调方式。当数字信号为“1”时，通过半桥逆变电路将1.2 MHz的信号载波加载到能量传输回路中，当数字信号为“0”时，不产生1.2 MHz的高频载波。

能量通道对信号通道产生的串扰，主要可以分为两部分：一是能量传输时信号接收端的紧耦合变压器中接收到的频率为85 kHz的能量载波，这一部分在后续解调过程中可通过带通滤波器的环节滤除；二是全桥逆变环节中产生的高次谐波，由于频率和信号载波频率较为接近，不容易被滤除。逆变环节产生的高次谐波中与信号载波频率比较接近的为11次和13次谐波，两种频率引起的电压变化分别为基波幅值的0.09和0.076倍，对后续解调电路的影响较小。

解调电路采用非相干解调实现对信号载波的准确提取，解调电路流程示意图如图6所示。

图6 信号解调电路流程示意图Fig.6 Flowchart of date demodulation circuit

采样电阻中采集到的包含能量载波和数字载波的电压信号经过二阶有源带通滤波器，将低频的能量载波滤除的同时对信号载波进行放大，此时电压信号记为U01；后续通过包络检测环节提取出信号载波的包络信息，此时检测出的包络信息中依然存在由于电容在一个载波周期内充放电产生的高频干扰，随后的低通滤波环节再次滤除包络信号中存在的高频干扰，使包络信号更加平整，随后再次对包络信号进行放大。在滞回比较环节，通过将包络信息与预先设定好的阈值进行比较，即可解调出发送端传输的信息。将经过滞回比较后的最终解调信号记为U02。

3 实 验

为验证理论分析和设计的正确性，搭建了能量与信号同步传输系统的实验平台，如图7所示。

图7 能量与信号同步传输系统实验平台Fig.7 Experimental platform of power and date synchronous transmission system

整个实验平台可以分为以下几个部分：电源模块、PWM产生模块、电能发送模块、电能接收模块、信号发送模块、信号接收模块以及耦合线圈。其中，电能发送模块和信号接收模块集成在一块PCB中，电能接收模块和信号发送模块集成在一块PCB中，实现信号的反向传输。采用DSP生成PWM信号对能量发送端的全桥逆变电路进行控制。为了减小松耦合线圈的尺寸，且考虑到圆形线圈绕制方便，松耦合线圈采用双层对称线圈设计。系统的具体参数如表1所示。

3.1 能量单独传输

在搭建好的能量与信号同步传输实验平台上单独验证能量传输的功能。实现了两线圈相距1 cm时，输入电压24 V到输出电压24 V的无线传输，在额定负载28.8 Ω下，输出电压24.1 V, 输出功率20 W。单独传输能量时，MOS管的UGS和UDS波形如图8所示。

表1 能量与信号同步传输系统参数

图8 MOS管UGS和UDS波形Fig.8 Driving voltage waveforms and output voltage waveform of MOS transistor

从图8中可以看出，当UGS由上升时，UDS已降为0，实现了ZVS软开关。分别对有信号传输和无信号传输时，负载从18 Ω调整到55 Ω，对输出电压进行了测试，两种情况下输出电压的曲线完全重合，曲线如图9所示，即有无信号传输对输出电压无明显影响。由于实际选用的电感、电容值与理论计算值稍有偏差，输出电压还是存在一定范围内的波动。从图9可以看出，输出电压随负载电阻的增大而增大，当负载从18 Ω变为55 Ω时，输出电压在额定电压的±5%内波动，与负载变化幅度相比，输出电压变化幅度很小，基本实现了在负载变化时将输出电压稳定在一定范围内。

图9 不同负载时的输出电压波形Fig.9 Output voltage waveform under different load resistance

3.2 信号单独传输

在实验平台上单独对信号传输功能进行验证，设定ASK编码为固定序列“11001010”，信号传输速率为100 kbps。利用DSP输出两路互补的1.2 MHz的PWM信号控制信号调制电路中半桥逆变电路开关管的导通和关断，同时单独用一路输出信号控制信号调制电路中驱动芯片的使能脚ENABLE，当编码为“1”时，使能脚为高电平，输出1.2 MHz的高频载波，当编码为“0”时，芯片使能脚为低电平，无高频载波输出。图10中通道1为信号载波经过有源带通滤波器后的波形U01。通道2为最终解调出来的波形U02。从图10中可以看出，单独传输信号时，可以实现100 kbps信号的稳定传输和解调。

图10 信号解调部分波形Fig.10 Waveforms of signal demodulation

3.3 能量和信号同步传输

图11和图12分别为传输20 W能量时，100 kbps与150 kbps的信号同步反向传输时，信号传输通道中各阶段的波形，UL2为信号发送端紧耦合变压器电压波形。

图11 100 kbps的信号反向传输波形Fig.11 Waveforms of 100 kbps date reverse transmission

从图11可以看出，当数字编码为“0”时，UL2中只有频率为85 kHz能量载波，当数字编码为“1”时，UL2在85 kHz能量载波的基础上叠加了1.2 MHz的信号载波，证明信号载波已成功加载在能量传输回路中。经过二阶有源带通滤波器后，电压中频率为85 kHz的能量载波基本被滤除，但U01中还存在能量传输回路全桥电路中MOS管开关导致的电压尖峰，后续的信号解调电路会进一步滤除尖峰，减小对滞回比较环节的干扰。由于解调电路中存在运放、电容等元件，解调出的信号与经过带通滤波器后的信号相比有4 μs左右的延时，图中表示为Δt。由以上分析可知，信号解调电路能实现对传输速率为100 kbps和150 kbps的信号的准确提取及解调。

图12 150 kbps的信号反向传输波形Fig.12 Waveforms of 150kbps date reverse transmission

3.4 误码率测试

为测试整套无线能量与信号反向同步传输系统在各种运行情况下信号传输的准确性和可靠性，对信号传输的误码率进行了测试，误码率测试原理如图13所示，采用串口调试助手和USB转TTL设备接入信号调制电路和解调电路进行信号的发送和接收，对两组数据进行对比可以计算出信号传输过程中的误码率。测试时发送数据为0xF0，每次测试发送10 000个数据，测试中改变信号波特率以及能量功率以得到不同运行条件误码率。

图13 信号传输误码率测试原理图Fig.13 Flowchart for testing bit error rate

误码率测试结果如表2所示，其中能量为0代表信号单独传输。可以看出，当传输信号速率为150 kbps及以下时，误码率几乎为0，只是在信号速率为150 kbps和能量功率为20 W时，误码率为0.01%。当增大信号传输速率为200 kbps时，开始出现误码，误码率维持在0.1%左右。另一方面，能量功率大小对误码率略有影响，在信号同一传输速率下，能量功率低时，误码率略低一点。总之，在满足能量正常传输的同时，信号传输速率可达200 kbps，误码率低至0.1%。

表2 误码率测试结果

4 结 论

本文基于S/LCC谐振补偿完成了无线能量与信号的反向同步传输，以维持负载端输出电压稳定和提高信号传输速率为目标。给出了能量与信号同步传输回路拓扑结构及参数设计方法，分别对能量传输回路和信号传输回路的电路特性以及能量传输回路与信号传输回路之间的串扰进行了分析。实验表明当负载在18 Ω到55 Ω范围变化时，输出电压波动在±5%以内，所设计的S/LCC补偿电路具有较好的稳压效果；在实现负载端电压相对稳定的基础上，达到了兼顾能量传输和200 kbps高速信号同步反向稳定传输的效果，误码率可低至0.1%左右，通过实验证明了该拓扑及参数设计方法的可行性。