一种低成本无源脉冲鉴相器及其在辐射场相位测量中的应用

高功率微波(HPM)辐射场测量除了需要进行功率测量

之外,也需要对其相位分布进行测量

,以满足HPM源功率合成技术的需求。随着HPM技术的不断发展

,对HPM辐射场的相位测量提出了非常现实的降低测量成本的要求。在实际的HPM情况下,常见的相位测量方法是采用价格昂贵的进口高速示波器对辐射场的相位分布进行测量

,这就使得测量成本非常高。采用鉴相器对HPM的辐射场相位分布进行测量是一种简单和低成本的测量方法。在鉴相器和相位分布的测量方面,虽然有一些国内的相关研究,但是这些研究还不是很充分。例如,中国工程物理研究院的郭焱华等

采用S波段的进口鉴相器,对HPM辐射场的相位分布进行过测量。但是,在他们的测量方案中,参考信号是通过与HPM源相连接的定向耦合器获得的,因此系统中一些随机的击穿问题必然会对辐射场相位分布的测量产生影响,不太合适HPM实际环境下的使用。再如,王益等

采用微带结构,专门设计了一种脉冲鉴相器以替代进口脉冲鉴相器,但是并未见到用此鉴相器进行辐射场相位分布测量的报道。显然,国内并没有现成的鉴相器产品可以应用在HPM辐射场相位测量方面,鉴相器需要从国外进口或进行复杂的专门设计。同时,对鉴相器如何应用于HPM辐射场相位测量之中,还有待对测量方法进行深入的研究。本课题组在长期进行HPM测量的研究中发现,利用国产的微波元器件,也可以组合出满足上述应用要求的无源脉冲鉴相器,其成本远远小于高速示波器,也不需要复杂和专门的设计,并且在相位分布测量方面简单可靠。

本文基于I/Q正交鉴相器的基本工作原理,利用I/Q混频器模块和低通滤波器模块,构建了一种X波段的无源脉冲鉴相器,给出了其性能测试方法,并将其应用于辐射场相位分布测量和辐射天线相心位置测量之中。在此基础上,给出了利用该鉴相器进行HPM辐射场相位分布的测量方法。

1 无源脉冲鉴相器及其性能测试方法

1.1 无源脉冲鉴相器的工作原理

图1是I/Q正交鉴相器的结构示意图,该鉴相器可以用于测量A、B两路微波信号间的相位关系。测量时,A信号输入到本振端口(LO),B信号输入到射频端口(RF)。

设两路输入信号分别为

和

,它们的幅度分别为

、

,它们之间的相位差为

,

和

表达式为

(1)

经过90°的3 dB功分器后,A信号变成

和

(2)

养护期支护结构由于受围岩热源影响大于支护结构表面散热，前16.6 d支护结构内部和围岩交界面的温度整体在不断上升，围岩交界面最高温度为97.81℃。随后岩壁交界面的温度开始下降，在13.88 d之前支护结构内部温度迅速扩大，最大值为52.89℃，随着表面温度不断提高，内外温差随着时间延长而逐步缩小。在18～40 d的温差速率基本相同，说明支护结构在缓慢均匀温降；而40～60 d的温差速率发生变化是受隧洞内环境温度变化影响造成。

但是,由式(13)到(14)是顺理成章的吗？可以看到,并不是末端距方向上的微小量,选择以 字母来表示容易产生误解,因为 能够转换成的必要条件为 方向上延伸的一个微小量.但是,是人为在第一个键的方向上延伸出的一无穷小段,末端距的方向不可能总是与第一个键的方向保持一致,那么将转换成 就失去了依据.如果 不能转换成,那么蠕虫状链的均方末端距就无法由此来获得.

(3)

由于混频器的实质是乘法器

,因此经过混频器后,两路信号相乘,得到

和

总而言之，早期的习惯培养就像一粒种子，绝不能等到要收获的季节才匆匆忙忙想到播种，而是要赶在生命的春天里就有意识、有计划地培土、撒种，并坚持不断地施肥、灌溉，才能使它及早地生根发芽，茁壮成长，并在人生成功之路上结出累累硕果。

(4)

2.2.2 RF端动态范围

(5)

I、Q两路信号经过低通滤波器后,滤除了高频信号,输出的

和

为

(6)

相位差

为

(7)

可见,

、

与输入信号的相位差成正交调制关系,若输入信号为脉冲信号,则

和

将是脉冲电压信号的幅值,通过测量

、

的幅值,就可以得到两路输入信号的相位差

。

1.2 脉冲鉴相器的组成

本文构造的鉴相器主要由I/Q混频器模块和两个低通滤波器模块组成,模块均选用西安恒达微波电子技术有限公司的产品。鉴相器中功分器和滤波器采用的是微带形式,I/Q混频器是用混频器芯片安装在微带板上实现的。混频器的型号为HD-6010IQMIXS,工作频率范围为6～10 GHz,中频频率范围为0～3.5 GHz,变频损耗≤10 dB,LO-RF隔离≥45 dB,LO-IF隔离≥20 dB。滤波器型号为HD-DC20LPFT,工作频率范围为0～2 GHz,驻波系数≤1.25,插入损耗≤0.4 dB。将混频器和低通滤波器按照图1进行连接,并将它们放置在金属屏蔽盒内,就组成了X波段无源脉冲鉴相器,如图2所示。

1.3 鉴相器性能测试电路

鉴相器性能测试电路如图3所示。信号源输出的微波信号,经过一分二同轴功分器后分成两路。一路直接接鉴相器的LO端,另一路经过衰减器、移相器等接鉴相器的RF端。通过调节移相器的移相量,就可以改变鉴相器LO、RF端之间的相位差。由示波器测量出鉴相器输出端

、

的幅值,然后按照式(7)计算出相位差。

为了真实地反映出移相器的相移量,采用图4所示的电路,用矢网仪测量了RF端与信号源之间的相移量

12

,以便真实地测量出RF端相位与移相器相移量的关系。在图4中,与矢网仪和匹配负载相连接的几个位置T

、T

和T

分别与图3中的位置是相对应的。

鉴相器里的核心是混频器,它是一种三端口(射频、中频和本地振荡器端口)器件。大多数无源混频器使用二极管作为非线性器件,这就决定了LO的输入功率较大,以实现对二极管的驱动。因此,一般LO端输入功率比RF端输入功率要高。LO和RF的输入上限由混频器的非线性决定,即当信号变强时,混频器的非线性产生的寄生频率所拥有的功率迅速上升,从而导致混频损耗增大。此外,LO输入功率太大,也可能会引起混频器的损坏。LO和RF的输入下限取决于应用场合和噪声电平。本文混频器的应用场合是鉴相器,当LO和RF的输入功率过低时,将引起鉴相器输出信号

、

过小,造成鉴相器测量误差增大,甚至测量不准确。因此,在测试鉴相器性能时,为了确保鉴相器的安全以及鉴相器工作在较佳的工作状态,一般要求鉴相器的LO端输入功率<15 dBm,RF端输入功率<0 dBm。为此,在图3的RF端增加了一个20 dB的固定衰减器。

在合肥这些年，总是不适，可也到底说不好，究竟怎么了。等到一次次回到小城，方才恍然，合肥这座城市唯一的遗憾是缺少水系，干涩而无灵性。许多年以后，借一次出差的机会，我们开车来到宣城，那种水田漠漠的温润感刹那间击中了我，直想大哭。原来，待在合肥这么多年的喑哑感，终于找到了原因。

2 无源脉冲鉴相器性能测试结果

2.1 连续波时鉴相器性能的测试结果

当信号源输出的是连续波信号时,首先用图4的方法,测量了RF端与信号源之间的传输系数

,其角度代表移相器相移量

,结果如图5(a)所示。可以看出,随着移相器相移量的改变,RF端的

也随之变化。

可又有专家说，牛奶中的某些激素会增加前列腺癌的发病率，因此，为了要减少发病率，那就要鼓励多吃西红柿。但西红柿残留的农药较多，因此，可加服阿托品进行预防。而阿托品本身又含有生物碱，为了要防止生物碱中毒，专家们又建议用扁豆来加以缓解。至于扁豆本身含有的毒素呢，则可以用多喝牛奶的办法来加以稀释……这不是让老百姓晕头转向、如坠雾中么？都是专家的意见，你让人究竟听谁家的好？

采用图3的测试方法,在RF端给定移相器位置

为11.25°、45°、90°、123.75°的情况下,调节信号源输出功率

,观察LO端在不同输入功率时,鉴相器测量的结果

,结果如图6所示。可以看出,当信号源输出功率

从22 dBm降至10 dBm时,实际用功率计测出对应的LO端输入功率从14.8 dBm降至2.8 dBm,

逐步下降。但是,当

在22～17 dBm时,即LO端输入功率在14.8～9.8 dBm范围内,

基本不变,波动幅度在10%以内。如果接受10%以内波动的幅度,这部分的区域就应该是鉴相器的动态范围。图6说明,LO动态范围为5 dB。

进一步地,将图5(b)中的线性关系拟合,发现其斜率

与1非常接近,说明鉴相器可以较准确地测量出LO、RF端之间的相位差。

根据Moho界面上所有转换波、多次波到时数据，能够得出台站下方地壳平均波速比k(Vp/Vs)与厚度H，通过研究不难发现，k(Vp/Vs)与H值依次是1.80km与38.5km(图4)，WUL台站的下方k(Vp/Vs)和H分别为1.66km与45.6km。按照上述流程要求，本次完成各台站分析处理，由此明确相应的地壳平均厚度和波速比k，所得结果见表1。

2.2 鉴相器动态范围的测试结果

2.2.1 LO端动态范围的测量

同时，注意正身。“其身正，不令而行”。对思想政治工作者来说，要更加严格地要求自己，注重个人的道德修养和品行，要表里如一，成为一个在公众心目中具有良好形象的人。只有这样，才能得到大家的信任和支持，做思想政治工作时才能达到事半功倍的效果。

其次,用图3的方法,测量了鉴相器LO端与RF端的相位差,并得出RF端

与鉴相器测出的相位差之间的关系,如图5(b)所示。可以看出,由鉴相器测量出的RF-LO之间的相位差

随RF端相位的变化而线性变化,实现了用鉴相器测量RF-LO之间相位差的基本功能。

从图11(b)可以看出,在H面一维直线上辐射天线的相位分布仿真结果与鉴相器测得的结果基本一致,测量得到的相位分布与仿真之间的相对误差如表3所示。当方位角

>20°时,误差有增大趋势,这可能与相应的RF端输入功率过小有关。在实际测量时,方位角

从0°变化至30°时,相应的RF端输入功率约从-14 dBm变化至-44 dBm。值得说明的是,当

分别为12°、16°和20°时,RF端的输入功率分别是-20 dBm、-27 dBm和-31 dBm。因此,从相位分布的测量结果也能看出,鉴相器RF端的动态范围为27 dB。整体而言,鉴相器可以用于辐射天线的相位分布测量之中。

积化和差后得到I、Q两路信号

图10、图11分别为实验系统跑车过程中GPS信号失锁后无BP神经网络辅助和有BP神经网络辅助的东向位置、北向位置情况,可以看出在后200 s中,无BP神经网络辅助东向、北向位置漂移分别最大达到93.81 m、141.40 m;有BP神经网络辅助东向、北向位置漂移分别最大达到55.97 m、69.51 m。

在信号源输出功率为22 dBm、RF端移相器位置

=11.25°的情况下,调节可调衰减器的值

,观察RF端在不同输入功率时对鉴相结果的影响,结果如表1所示。可以看出,可调衰减器本身的相移

j

造成了鉴相器测量结果产生漂移。用图4方法测量了可调衰减器的相移,并将鉴相器测得的结果扣除可调衰减器本身的相移量,结果发现鉴相器测量结果基本上与可调衰减器的衰减量没有太大的关系,波动幅度也在10%以内。

对于RF端移相器位置在其他角度的情况下,改变可调衰减器的值

,观察了

对鉴相器测量结果的影响,结果如表2所示,此时

j

=

12

。由表2可知,扣除可调衰减器本身的相移量后,鉴相器测量结果基本与可调衰减器的衰减量没有太大的关系。

与此同时,也测量了可调衰减器的衰减量

对RF端与信号源之间的

的影响。在可调衰减器的衰减量0 dB时,

=-39 dB。说明当信号源输出功率为22 dBm时,实际加在RF端的功率为-17 dBm,因此表2的结果表明,当RF端的输入功率下降到-27 dBm时,鉴相器仍然有稳定的输出。换言之,只要RF端满足输入功率<0 dBm的安全条件,其动态范围至少有27 dB。

2.2.3 鉴相器脉冲性能测试结果

与仿真相似的是,采用如图10所示的方法,将BJ100开口波导安放在天线扫描架上,让其在H面内直线上移动,然后用鉴相器测量出辐射场在H面直线上的相位分布。

在脉冲状态下,鉴相器测得的结果与RF端

的关系如图8所示。可以看出,在脉冲情况下,鉴相器测量结果仍然与RF端的

为线性关系,线性关系的斜率

依然接近于1。这表明在脉冲状态下,鉴相器也能正常地反映出LO、RF之间的相位差。

3 辐射场相位分布的测量以及相心位置的确定

3.1 辐射场相位分布的仿真和测量

Computer Simulation Technology公司的工作室套装(CST软件)广泛应用于电真空器件、高功率微波、微波元器件以及二次电子发射特性等众多技术的仿真研究之中

。在CST中建立了如图9所示的辐射场相位分布测量系统。辐射天线是增益为20 dB的标准角锥喇叭(HD-100SGAH20N),在辐射天线的对面,对应于俯仰角等于0°的H面上,设置一条直线,在该直线上设置一个接收天线,一般是增益为10 dB的标准角锥喇叭(HD-100HA10)。当接收天线在该直线上逐点移动时(点的位置用

、

,…,

表示),通过仿真两个天线之间的S

,就可以得到辐射天线的辐射场在该直线上的相位分布

。

采用图3所示的电路对鉴相器的脉冲性能进行了测试,此时信号源输出的是矩形脉冲调制的微波信号。鉴相器输出的

、

脉冲波形如图7所示。可以看出,脉冲顶部平坦,脉冲响应在10 ns以内。

3.2 辐射场相位分布的仿真和测量结果

图11是相位分布的测量与仿真的比较。在图11(a)中,用负斜率的虚直线示意出了复杂的周期性变化的相位分布情况。经过周期性处理后,得到了相对于顶点

(见图12)的相位分布关系

-

,如图11(b)所示。可以看出,仿真结果与测量结果基本是一致的。

经过0°的3 dB功分器后,B信号变成

和

当我们把创建以学习者为中心的教学环境的阻碍因素弄清楚后，才能提出有效的对策，以改变学生的学习状况，提高其学习的质量。

3.3 相心位置的确定

在测量相位分布的基础上,对辐射天线的相心位置进行了测量。计算相心位置的示意图如图12所示。若

L

是点

到

间的距离,这两点的相位差为

,得出与相心位置

相应的参数

和

,计算式为

(8)

式中:

为波长;

O

为点

与相心

的距离。

“实践是认识的源泉”，造就人类物质生产的生活状态。“知识改变命运”，让人类意识到认识世界的重要性。人类在实践与思考的不断交替中，创造出专属于人类的意识形态与科学知识，科学技术的创造为人类提供了强大的力量，也为人类对自然的掌控带来了极大的信心。科学技术来源于人的认识与实践，同时也是帮助人类深入认识与实践的工具。主体的能动性实践行为与主观性思维探索所创造出来的精神财富，在一定程度上将会成为人类毁灭自我的无形力量。肉体的自然属性是见证人类是否走向自我毁灭的最好依据，而肉体的自然状态在体育中可以得到直接的检验，并以身体指标来考察主体的危机。

Adachi等[14]指出，硅质岩的Al/(Al+Fe+Mn)比值由0.01(纯热水成因)至0.60(纯生物成因)，并且其比值随距热水系统中心距离的增加而变大[15]。研究区硅质岩的Al/(Al+Fe+Mn)比值为0.16～0.48，平均为0.36。在Fe-Mn-Al三角判别图解(图2a)中，K6001G01和K9001E01落在热水成因硅质岩区，K7001H01、K7001H02和M5001G01落入非热水成因硅质岩区。

测量时,给定两个喇叭的口面距离为1 500 mm,并选取图11(a)中周期性比较明确的区域(即虚线椭圆形区域)。相心位置计算结果如表4所示。可以看出,选择方位角较大的点进行相心位置的确定时,误差较小,当

>5°时,由4个点测得的

的平均值为1 682 mm,而仿真得到的

为1 630 mm,两者比较接近,误差为3.19%。

3.4 实际HPM场合下使用的建议

基于上述基本结论,可以认为,本文给出的无源脉冲鉴相器在做好电磁屏蔽的情况下,可以应用于HPM场合下测量辐射场的相位分布和辐射天线的相心位置,具体的使用场景如图13所示。

由于HPM的辐射场总功率可达GW量级,对应的辐射场功率密度大致在几kW/cm

或几十kW/cm

的数量级,因此在测量相位分布时,应该事先根据辐射场功率密度分布的情况,调整接收天线所在的位置、选择合适的接收喇叭、定向耦合器和固定衰减器,确保它们不存在击穿情况。除此之外,在实际使用过程中应该注意下列4点。

(1)需要事先确定出鉴相器LO端输入功率为15～10 dBm时对应的接收喇叭的位置,该位置在测量过程中一直固定不动。

(2)在扫描架上安置的待测信号接收喇叭,其输出送入鉴相器的RF端,并保证RF端的输入功率在测量过程中<0 dBm。

(3)两个接收喇叭所接的定向耦合器、匹配负载、波同转换、固定衰减器、电缆等一旦确定后,不能在测量过程中再进行更改。

(4)由于HPM是脉冲式的,因此要注意由LO和RF端送入鉴相器的脉冲信号应该要有一定的重叠时间,否则鉴相器的输出始终为0。

4 结 论

(1)为了满足HPM辐射场相位测量技术的需要,本文采用市场上现有的微波元器件,组合出一种X波段的无源脉冲鉴相器。脉冲鉴相器由1个I/Q混频器和2个低通滤波器组成。为避免电磁干扰,将鉴相器置入金属屏蔽盒中。

(2)采用功分器、数字移相器、数控衰减器、固定衰减器、矢网仪和数字示波器等,设计了测试鉴相器性能的电路,完成了连续波状态和脉冲状态下鉴相器性能的测试。结果表明,无论是在连续波还是在脉冲状态下,鉴相器测量结果与鉴相器LO-RF之间的相位差满足线性关系,且斜率接近1。LO和RF端的动态范围分别不小于5 dB和27 dB。

(3)在小信号情况下,对一个增益为20 dB的喇叭的辐射场相位分布进行了测量,并给出了该喇叭的相心位置。相位分布和相心位置的测量结果与仿真结果一致。

第三，好教育要有一支数量充足的高素质的校长、教师队伍。《国家教育中长期教育改革与发展规划纲要（2010 —2020年）》指出，有好的教师才有好的教育。高素质、专业化的校长队伍与师德高尚、业务精湛、充满活力的教师队伍，是构成好教育的最重要因素，也是办好教育的第一资源。校长要敢于担当，有教育情怀，有办学思路，懂管理，全心全意为学生着想、为教职工服务。好教师不仅要有较高的学历，更要有专业精神和正确的教育观、学生观、质量观。

(4)在此基础上,本文给出了实际HPM场合下的使用场景和建议。

:

[1] 王文祥. 高功率微波功率、频率和模式的测量 [J]. 真空电子技术, 2019(5): 70-88.

WANG Wenxiang. Power, frequency and modes measurement of high-power microwave [J]. Vacuum Electronics, 2019(5): 70-88.

[2] 舒挺, 王勇, 李继健, 等. 高功率微波的远场测量 [J]. 强激光与粒子束, 2003, 15(5): 485-488.

SHU Ting, WANG Yong, LI Jijian, et al. Measurement of high power microwaves in the far-field zones [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2003, 15(5): 485-488.

[3] 屈劲, 刘庆想, 胡进光, 等. 高功率微波辐射场功率密度测量系统 [J]. 强激光与粒子束, 2004, 16(1): 77-80.

QU Jin, LIU Qingxiang, HU Jinguang, et al. Measurement system on power density of high power microwave radiation [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2004, 16(1): 77-80.

[4] 兰峰, 高喜, 史宗君, 等. Ka波段绕射辐射振荡器的辐射功率测量 [J]. 电子科技大学学报, 2006, 35(5): 777-779, 783.

LAN Feng, GAO Xi, SHI Zongjun, et al. Measurement of radiation power for Ka-band relativistic diffraction generator [J]. Journal of University of Electronic Science and Technology of China, 2006, 35(5): 777-779, 783.

[5] 张治强, 王宏军, 张黎军, 等. 高功率微波辐射场功率阵列测量装置研制 [J]. 强激光与粒子束, 2010, 22(4): 883-886.

ZHANG Zhiqiang, WANG Hongjun, ZHANG Lijun, et al. Development of array device for power measurement of high power microwave radiation field [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2010, 22(4): 883-886.

[6] 闫军凯, 刘小龙, 叶虎, 等. X波段高功率微波馈源辐射总功率阵列法测量技术 [J]. 强激光与粒子束, 2011, 23(11): 3149-3153.

YAN Junkai, LIU Xiaolong, YE Hu, et al. X-band HPM feed total radiation power measurement using array method [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2011, 23(11): 3149-3153.

[7] 张黎军, 陈昌华, 滕雁, 等. 高功率微波辐射场远场测量方法 [J]. 强激光与粒子束, 2016, 28(5): 40-46.

ZHANG Lijun, CHEN Changhua, TENG Yan, et al. Farfield measurement method of high power microwave in radiation field [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2016, 28(5): 40-46.

[8] 刘英君, 晏峰, 景洪, 等. 高功率微波辐射场功率密度测量不确定度分析方法 [J]. 电波科学学报, 2017, 32(4): 398-402.

LIU Yingjun, YAN Feng, JING Hong, et al. Measurement uncertainty on power density of high power microwave radiation [J]. Chinese Journal of Radio Science, 2017, 32(4): 398-402.

[9] 郭焱华, 黄华, 罗雄, 等. S波段相对论速调管放大器的相位测量 [J]. 强激光与粒子束, 2009, 21(5): 733-736.

GUO Yanhua, HUANG Hua, LUO Xiong, et al. Phase measurement of S-band relativistic klystron amplifier [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2009, 21(5): 733-736.

[10] 王益, 郭晓东, 张翠翠, 等. X波段高功率微波脉冲鉴相器设计与实现 [J]. 中国测试, 2017, 43(6): 134-139.

WANG Yi, GUO Xiaodong, ZHANG Cuicui, et al. Design and implementation of X-band HPM pulsed phase discriminator [J]. China Measurement & Test, 2017, 43(6): 134-139.

[11] 陈娅莉, 卢波, 梁军, 等. HL-2A装置低杂波鉴相器标定与实验研究 [J]. 核聚变与等离子体物理, 2016, 36(3): 199-202.

CHEN Yali, LU Bo, LIANG Jun, et al. Development of phase detector for LHCD system on HL-2A tokamak [J]. Nuclear Fusion and Plasma Physics, 2016, 36(3): 199-202.

[12] 孙耀贤, 张宇平. L波段I/Q正交鉴相器的实现 [J]. 半导体情报, 2000, 37(4): 52-54.

SUN Yaoxian, ZHANG Yuping. Realization of I/Q quadrature phase demodulator in L band [J]. Semiconductor Information, 2000, 37(4): 52-54.

[13] KOVALEV N F, PETELIN M I, RAIZER M D, et al. Generation of powerful electromagnetic radiation pulses by a beam of relativistic electrons [J]. JETP Letters, 1973, 18(4): 138-140.

[14] 戴大富. 高功率微波的发展与现状 [J]. 真空电子技术, 2004(5): 18-24.

DAI Dafu. The present status and future developments of high power microwave [J]. Vacuum Electronics, 2004(5): 18-24.

[15] 曾旭, 冯进军. 高功率微波源的现状及其发展 [J]. 真空电子技术, 2015(2): 18-27.

ZENG Xu, FENG Jinjun. Current situation and developments of high power microwave sources [J]. Vacuum Electronics, 2015(2): 18-27.

[16] 贺成, 吴宝花, 蔡万勇. UWBR和HPMW一体化设计探讨 [J]. 航天电子对抗, 2009, 25(2): 51-54.

HE Cheng, WU Baohua, CAI Wanyong. Discussion of UWBR and HPMW integrated design [J]. Aerospace Electronic Warfare, 2009, 25(2): 51-54.

[17] 唐涛, 苏五星, 李建东, 等. 高功率雷达对抗反辐射导弹研究 [J]. 空军雷达学院学报, 2012, 26(3): 162-165.

TANG Tao, SU Wuxing, LI Jiandong, et al. Study on high power radar countering ARM [J]. Journal of Air Force Radar Academy, 2012, 26(3): 162-165.

[18] 赵欲聪. Ka波段强流带状注相对论速调管放大器的高频系统研究 [D]. 成都: 电子科技大学, 2014.

[19] 杨雨川. 高功率微波武器对卫星电子系统的威胁及防护技术 [D]. 长沙: 国防科学技术大学, 2008.

[20] 黄裕年. 高功率微波武器技术的发展评述 [J]. 微波学报, 1999, 15(4): 354-360.

HUANG Yunian. Review of the progress in HPM weapon technology [J]. Journal of Microwaves, 1999, 15(4): 354-360.

[21] KANCLERIS Z, DAGYS M, SIMNISKIS R, et al. Recent advances in HPM pulse measurement using resistive sensors [C]∥14th IEEE International Pulsed Power Conference. Piscataway, NJ, USA: IEEE, 2003: 189-192.

[22] 戈弋, 黄华, 王建忠, 等. 高功率微波脉冲的相位测量方法初探 [J]. 微波学报, 2014, 30(S1): 494-497.

GE Yi, Huang Hua, WANG Jianzhong, et al. Initial investigation of phase measurement method of high power microwave pulse [J]. Journal of Microwaves, 2014, 30(S1): 494-497.

[23] 丁荣林, 李媛. 微波技术与天线 [M]. 2版. 北京: 机械工业出版社, 2013.

[24] 陈翔, 孙冬全, 王小丽, 等. 基于间隙波导的小型化可插拔式无法兰波导 [J]. 西安交通大学学报, 2021, 55(1): 27-32.

CHEN Xiang, SUN Dongquan, WANG Xiaoli, et al. A compact pluggable flangeless waveguide connection using gap waveguide technology [J]. Journal of Xi’an Jiaotong University, 2021, 55(1): 27-32.

[25] 陈翔, 双龙龙, 孙冬全, 等. 悬置非接触式低无源互调波导法兰转换方法 [J]. 西安交通大学学报, 2020, 54(5): 117-123.

CHEN Xiang, SHUANG Longlong, SUN Dongquan, et al. Suspended contactless low passive intermodulation transition of waveguide flange [J]. Journal of Xi’an Jiaotong University, 2020, 54(5): 117-123.

[26] 殷明, 翁明, 刘婉, 等. 利用探针法研究二次电子发射过程中介质材料的表面电位 [J]. 西安交通大学学报, 2019, 53(1): 163-168.

YIN Ming, WENG Ming, LIU Wan, et al. Surface potential measurement of dielectric materials using metal probe in secondary electron emission process [J]. Journal of Xi’an Jiaotong University, 2019, 53(1): 163-168.