基于HIS的低剖面宽角扫描相控阵天线设计

梁 静，张 冰，张 华，任 建

(1.中国空空导弹研究院，河南 洛阳 471009； 2. 航空制导武器航空科技重点实验室，河南 洛阳 471009； 3. 西安电子科技大学 天线与微波技术重点实验室，西安 712000； 4. 空装驻洛阳地区第一军事代表室，河南 洛阳 471009)

0 引 言

相控阵天线是一种由天线单元按周期排列组成的阵列天线，通过调控阵列单元之间的相位差，实现在宽扫描范围内灵活精确地控制辐射波束的方向[1]。随着军民需求和空间探索的不断发展，对雷达的性能要求也越来越高。相控阵天线具有反应迅速、灵敏、准确，同时可以探测、识别和跟踪多个目标等特点, 是一种十分先进的多功能综合天线，可用于几乎所有的军用雷达系统。此外，在空中交通管制、气象预测预报等领域中也有广阔的用武之地[2]。

目前，微带阵列天线由于其剖面低、重量轻、结构简单和空间占用率小等特点，逐渐成为相控阵天线设计使用的优先选择[3]。传统相控阵波束指向精度高、调节速度快，但却需要使用大量收发组件(T/R)支持其波束扫描的正常工作[4]。由于飞机速度越来越快，要求雷达覆盖角度越来越大，这就导致传统相控阵天线±50°的波束扫描范围不再满足需求。拓展波束扫描角度主要有两种方法：一种是尝试选取辐射角度覆盖范围大的单元来进行布阵； 另一种是通过增加天线的工作带宽，利用宽带扫描技术[5]。

由于MMS(Metamaterials)的快速发展，有学者将其用于相控阵的波束扫描上，如添加矩形EBG(Electromagnetic Band Gap)覆层的双频相控阵天线，能够实现从边射方向到端射方向的宽波束扫描范围； 还有学者利用MMS实现波束扫描，计算出每个MMS 单元位置处需要补偿的传输相位，进而获得不同位置的MMS 单元尺寸[6]，这种先进的技术可以不使用移相器和功分器实现波束偏移； 也有将天线地板用超表面(Metasurface)代替，利用表面波实现端射，进而获得阵列的大角度扫描[7]。

结合相关学者的研究，设计一款宽带宽扫描角度的相控阵天线的首要任务是设计宽带宽波束的辐射单元。本文考虑在传统相控阵天线基础上添加HIS(High Impe-dance Surface)以降低阵列剖面高度，并利用其表面波拓展扫描角度。

本文设计了中心频率位于2.5 GHz的宽带宽波束蝶形偶极子辐射单元，并将其组成八元线阵，目的在于利用设计的HIS，降低相控阵天线的剖面高度，拓展其扫描角度，而不再设计馈电网络，直接设置端口的相位实现波束扫描。设计的HIS单元可以在2.5 GHz处实现同相反射，且带隙为2.40～2.48 GHz。将设计的HIS加载在相控阵天线上，实现低剖面并且提高相控阵天线的扫描能力。

1 辐射单元设计与仿真

1.1 偶极子结构

由于普通柱状偶极子带宽较窄，不适于用作相控阵的单元，因此，对经典偶极子进行改进，将振子臂改为三角形，拓展其工作带宽[8]。在此基础上增加四分之一波长短路柱巴伦，进一步增加其阻抗带宽。模型如图1所示。

图1 宽带蝶形偶极子结构Fig.1 The structure of wideband butterfly dipole

由图1可知，整个偶极子由地板、介质板、辐射贴片和馈电结构组成。介质板的下方印刷微带偶极子，并在馈电处留有通孔，同轴外导体与左侧振子臂连接，内导体延伸至右侧与接地导体连接。图中具体的模型参数：L1=20 mm,L2=20.5 mm,W1=20.8 mm,W2=23.1 mm,lGap=1 mm,H1=45 mm,H2=46.59 mm,d=120 mm。

1.2 偶极子仿真结果

对于上述偶极子结构在ANSYS HFSS中进行全波仿真，仿真结果如图2～3所示。

图2 电压驻波比结果Fig.2 The results of VSWR

由图2可知，宽带蝶形偶极子在1.9～3.2 GHz内实现了wVSWR< 2的宽阻抗带宽； 由图3可知，偶极子最大增益为6 dBi，这里增益较低是由于所设计的微带型偶极子天线剖面较高； E面在±60°内XPD大于20 dB； H面在±60°内XPD大于25 dB。

图3 E, H面主极化与交叉极化Fig.3 The co-polarization and cross-polarization of E-plane and H-plane

2 HIS的设计与仿真

2.1 HIS特性分析

HIS(High Impedance Surface)同时具有同相反射和传输表面波的特性。首先，分析表面波的传输条件，表面波可以分为TE表面波和TM表面波两种情况。传输这两种波的表面阻抗公式如下：

(1)

式中：α为波在传输方向的衰减常数；ω为角频率；ε为传输环境的介电常数；μ为传输环境的磁导率。可以看出，TM表面波的表面阻抗为感性[9]； TE表面波的表面阻抗需要是容性，换句话说，容性的表面阻抗可以支持TE表面波传输[10]。

HIS的结构和等效电路如图4所示[11]。

图4 HIS结构示意图和等效电路Fig.4 The structure and equivalent circuit model of HIS

图4中，C为由两个相邻HIS上表面构成的电容；L为由金属化过孔引入的电感；L1为未引入金属化过孔的两个HIS单元构成的电感。由于L1≪L，故在推导中忽略L1。根据HIS的等效LC电路可以推出：

(2)

对于同相反射特性，需要从反射相位的定义出发：

(3)

式中：Eb为后向传输的电磁波；Ef为前向传输的电磁波；η为自由空间波阻抗。金属上的Zs一般较小，所以，式(3)反射相位近似为±π，表现为反相； 如果Zs较大，式(3)反射相位近似为0，表现为同相。

2.2 矩形HIS单元的设计

传统正方形HIS单元及其简约布里渊区(Reduced Brillouin Zone)如图5所示。

Fig.5 正方形HIS单元及简约布里渊区Fig.5 The unit structure and reduced Brillouin zone of square HIS

矩形HIS单元的结构与简约布里渊区如图6所示。

图6 矩形HIS单元及简约布里渊区Fig.6 The unit structure and reduced Brillouin zone of rectangle HIS

2.3 HIS的仿真

HIS单元结构如图7所示。

图7 HIS结构图Fig.7 The structure of HIS

观察图7，矩形HIS单元由地板、介质、金属化过孔和矩形金属贴片构成。通过在ANSYS HFSS中进行本征模仿真，可以得到矩形HIS的带隙特性如图8所示。

图8 布里渊区带隙特性Fig.8 The band gap characteristics of Brillouin zone

观察图8可知，矩形HIS构成的带隙出现在2.40～2.48 GHz。由于矩形单元的两个边长不同，所以两个极化方向出现同相反射的频点也不同，如图9所示。

由图9(a)可知，矩形单元的长边极化对应的同相反射频点是2.5 GHz； 短边极化对应的同相反射频点是4.4 GHz； 由图9(b)可知，HIS表现出的阻抗特性是并联谐振状态。

图9 矩形HIS单元同相反射和阻抗特性Fig.9 In-phase reflection characteristics and impedance characteristics of rectangle HIS

图10给出矩形HIS的长边/短边的扫参分析。由图可得，矩形长边极化谐振在2.5 GHz的同相反射点频率基本不随短边w变化，但是会随着长边l的增加而降低； 观察图10(c)～(d)，发现矩形短边极化谐振在4.4 GHz的同相反射点频率会随着长边l和短边w的变化而改变。但是两者对于反射相位的影响不同，w对于同相反射的频点改变较大，而对两侧边频基本不影响，l对反射相位的影响近似于平移。

图10 矩形HIS单元参数分析Fig.10 The parameters analysis of rectangle HIS

3 相控阵天线的设计与仿真

3.1 传统相控阵天线

根据设计的宽带蝶形偶极子，可以组成1×8的等幅等相位差线阵。结构如图11所示。

图11 传统八元线阵Fig.11 The traditional 8-element linear array

图中将偶极子沿H面布阵，组成八元线阵。具体参数见表1。

表1 阵列结构参数表

相控阵天线电流相位差与波束指向的关系式为

β=-kdcosθM

(4)

式中：β为相邻阵元电流相位差；k为波数；d为阵元间距；θM为相控阵波束扫描最大角度[12]。根据式(4)可以得到波束指向各个角度的电流相位差。图12为传统相控阵天线的仿真结果。

图12 八元线阵仿真结果Fig.12 The simulation results of 8-element linear array

图12(a)只给出了1，2，3，4四个端口的有源驻波比，5，6，7，8端口与前四个端口是对称的。由图可知，阵列实现了在2.3～3.1 GHz内有源驻波比小于2的性能； 阵列天线增益为13 dBi，并由图12(b)看出，E面在±60°内XPD为24 dB； H面在±60°内XPD为21 dB； 阵列的副瓣电平为-13 dB，这是由于等幅同相分布一维线阵的极限副瓣为-13.5 dB。

波束扫描结果如图13所示。观察图13可以看出，在波束扫描至60°时天线最大增益已经有明显下降，相比于最大值已经下降了6 dB左右，并且在58°左右的一个副瓣方向性已经超过主瓣，副瓣电平升高至-6.7 dB。

图13 传统八元线阵波束扫描结果图Fig.13 The beam scanning results of traditional 8-element linear array

3.2 HIS为地板的相控阵天线

3.2.1 加载HIS的偶极子

首先将HIS加载到宽带偶极子上，如图14所示。观察图14可知，剖面高度H1只有0.04波长，相比于前文的0.37波长降低将近1/9。

图14 加载HIS的偶极子结构图Fig.14 The structure of dipole with HIS

加载HIS的偶极子单元E，H面主极化与交叉极化如图15(a)所示； 对比加载HIS与未加载HIS的偶极子H面方向图如图15(b)所示。观察图15(a)可知，加载HIS的偶极子增益为6.7 dBi，相比于未加载有0.7 dB的提高，E面在±60°内XPD为25 dB，H面在±60°内XPD为38 dB，相比于未加载HIS的偶极子分别有5 dB和13 dB的提高； 从图15(b)可知，加载HIS可以将偶极子的H面方向图拓展为全向，以便获得更大的波束扫描角度。

图15 加载HIS偶极子仿真结果Fig.15 The simulation results of dipole with HIS

3.2.2 加载HIS的相控阵

将偶极子组成1×8的等幅等相位差的线阵，其波束扫描特性如图16所示。观察图16可得，阵列在扫描至60°时，主瓣增益只下降2 dB左右，相比于不加载的6 dB有了4 dB的提升，并且副瓣电平有-13 dB； 在波束扫描至70°时才出现可与主瓣相比拟的副瓣，而由图13知，未加载的线阵在55°就会出现，相当于扩展了30°的扫描范围。

图16 加载HIS的八元线阵波束扫描结果图Fig.16 The beam scanning results of 8-element linear array with HIS

根据图17(a)可知，在扫描至60°时，加载HIS的八元线阵比未加载的增益要高3 dB，并且副瓣电平要比未加载的低12 dB； 图17(b)表明，在0°～70°波束扫描范围内，加载HIS的阵列增益比未加载的高，在扫描至50°以上的大角度时更加明显。

图17 加载HIS与未加载HIS的八元线阵结果对比Fig.17 The comparison of 8-element linear array with HIS vs without HIS

为体现阵列中单元的耦合特性，选取位于阵列中的第四个单元作为基准单元，给出其他单元与该单元之间的传输系数，见图18(a)。仿真的有源驻波比如图18(b)所示，加载HIS的阵列有源驻波比m可以在2.45～2.55 GHz内实现小于2的阻抗带宽。且各个单元之间的隔离度基本都在25 dB以上，隔离特性较好，并且保证了波束扫描特性不会由于单元间的耦合产生恶化。这里阻抗带宽降低的原因主要是受加载HIS的影响，由于HIS的并联谐振阻抗通过耦合影响了天线阵列的阻抗，导致阵列偏移至偶模状态工作。

图18 加载HIS的八元线阵的耦合特性Fig.18 The couple characteristics of 8-element linear array with HIS

观察图19，加载HIS的偶极子阵列是并联谐振状态，带宽很窄，而未加载HIS的偶极子阵列是串联谐振状态，带宽较宽。结合图9(b)可知，HIS的阻抗特性是并联谐振的，这意味着此阵列带宽窄的原因是加载的HIS表面引起的。

图19 加载HIS与未加载HIS八元线阵阻抗特性Fig.19 The impedance characteristics of 8-element linear array with HIS vs without HIS

4 结 论

本文设计了相对宽波束宽带的蝶形偶极子单元，适宜作相控阵天线的辐射单元。此外，基于同相反射与表面波特性，设计了一款极化敏感的HIS，在两个极化方向实现了不同的同相反射频点，提高了交叉极化鉴别度。对于加载HIS的偶极子方向图要比未加载HIS的偶极子方向图更宽，加载HIS的偶极子组成的八元线阵相比于不加载HIS的线阵，波束扫描角度有15°左右展宽效果。但本文的设计仍然有不足之处，由于加载HIS对于偶极子的阻抗影响比较大，使得原本工作于基模状态的偶极子在加载HIS后工作于偶模状态，以至于阵列的阻抗带宽很窄。后期工作可以在宽频带HIS以及HIS排布方向与阵列排布方向上进行研究。