应用于辐射计的89 GHz二次谐波混频器

蒋伊伊，崔 灿，顾希雅

(1.南京信息工程大学 电子与信息工程学院， 南京 210044； 2.南京三乐集团有限公司，南京 211800)

0 引 言

风云三号(FY-3)卫星是中国第二代极轨气象卫星，辐射计作为主要微波载荷之一，装载在卫星上。随着人们对大气中氧气和水蒸气吸收线的了解以及无线通信技术的迅速发展，人们对宽频带无线通信系统提出了更高的要求，地基、空基和星基基于各种平台的系列辐射计技术的研究正在不断兴起。辐射计实质上就是一个高灵敏度和高分辨率的微波接收机，工作频段包括 89 GHz频点，其精度受仪器性能稳定性的影响。基于此应用设计了用于气象监测辐射计的W波段谐波混频器。

毫米波波段的混频器本振(Local Oscillator, LO)源制作技术难度大，成本高。伴随平面肖特基(Schottky)二极管技术的逐渐成熟，谐波混频器问世。谐波混频器可以利用混频管的特性，将LO的偶次或奇次谐波与射频(Radio Frequency, RF)信号进行混频，从而使其对LO频率的需求降低。谐波混频器表现出尺寸小和成本低等诸多显著优点。国外众多波段的谐波混合在混合集成电路的设计已经相当成熟[1-2]，现已步入单片微波集成电路 (Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC) 研制阶段[3-4]，高频段和宽带谐波混频器始终是人们的研究重点，但其订购价格和周期大多难以接受。相较于国外的技术发展水平，国内在谐波混频器领域的研究仍然相对落后。国内毫米波谐波混频器的研制主要是采用混合集成的方式，且国内谐波混频器也不及国外产品的性能优越。综合成本和加工工艺等诸多因素考虑分析，最终采用混合集成的方式设计本文内容，充分考察了毫米波谐波混频器的国内外现状，采用场-路联合仿真的方法，建立了肖特基平面二极管对三维电磁模型，赋予其模型封装材料特性和管芯非线性特性，采用场路联合仿真的设计方法最终研制出了应用于辐射计的W波段89 GHz二次谐波混频器。

1 原理与方法

1.1 混频器原理

谐波混频器外差接收机[5]的想法最早由施耐德提出，并且在随后的20年中，研究人员逐渐开发了超外差接收机，术语“混频器”作为进行信号转换出现。混频器包括来自LO和RF 的输入信号，产生中频 (Intermediate Frequency, IF) 输出。典型的混频器具有非线性电流-电压 (I-V) 特性。而谐波混频器实质上是利用二极管的非线性特性在管内产生多种混合频率，通过混频电路中的匹配网络，将管对内RF小信号与LO大信号N次谐波生成的频差信号分离出IF产物。随着肖特基平面二极管技术日益成熟，谐波混频器的研制愈发深入。谐波混频器的原理是利用反向并联二极管对进行设计[6]。

图1所示为一反向并联二极管对串联进混频电路中的原理图。

图1 反向并联二极管混频原理图

在整个混频电路中的二极管对上，RF与LO信号始终反相。令RF和LO信号的电压函数分别为[7]

式中：VRF为RF大信号电压；VLO为LO大信号电压；ωRF和ωLO分别为RF和LO的角频率；θRF和θLO分别为RF和LO的相位。当RF小信号电压vS=VScos(ωSt)(VS为施加的小信号电压；ωS为施加的小信号角频率)加上之后，经过傅里叶变换，混频后的小信号混频电流为

式中：α0，α1，α2，…均为傅里叶变换后的系数。

由式 (3) 可知，二极管对外部总电流中将包含的信号有：fLO、3fLO、5fLO(fLO为LO基波，3fLO为LO的3次谐波，…以此类推)、fRF±2fLO和fRF±4fLO(fRF±2fLO和fRF±4fLO分别为RF信号与LO的两次谐波混频分量和RF信号与LO的4次谐波混频分量，以此类推式，中含有RF信号与LO的偶次谐波混频分量以及RF信号fRF)。因此，只需进行频率选择的匹配网络设计即可完成谐波混频的工作。

1.2 混频器分析方法

为了线性和非线性子网络方程得到同样的电流，可通过一组谐波电压分量，即谐波平衡法[7]，其本质是建立谐波平衡方程求解。使一非线性电路处于大信号激励下，如图2所示，其中主要包括输入和输出网络等线性以及非线性网络。将图2展开为图3的形式。由固态器件构成的非线性网络中的非线性元件用其I-V特性描述，采用时间域进行分析，简化成N+2个端口网络，非线性元件连接到N个端口上，电压源连接到N+1和N+2两个端口上。ZS(ω)和ZL(ω)均被吸收进线性子网络中[8]。

图2 非线性二端口毫米波器件等效电路

图3 线性与非线性子网络毫米波电路

1.3 二极管建模分析

肖特基二极管内部本征模型和寄生元件分析示意图如图4所示，其中寄生电感主要为空气桥引线电感，寄生电容主要由空气桥电容、砷化镓(GaAs)衬底基板与缓冲层间的电容以及空气桥与氧化外延层之间的寄生电容组成。

图4 肖特基二极管内部本征模型和寄生元件分析示意图

寄生阻抗RS的表达式为[9]

由于外延层宽度是偏置电压的非线性函数，因此Repi也是偏置电压的非线性函数。但是在实际应用中，非线性变化较小，通常用Repi的最大值代替其非线性值，为了减小Repi的值，外延层的厚度需要尽量小，但是为了防止穿透，其厚度要大于耗尽层的宽度。扩展电阻Rspresding的表达式为

式中：δbuffer为缓冲层的趋肤深度；σbuffer为缓冲层的电导率。缓冲层电阻Rfinger的表达式为

式中：roc为欧姆接触的内半径；ra为阳极的外半径。相比于其他电阻，Rohimic的值可以忽略不计。

肖特基二极管的截止频率与串联电阻和零偏结电压成反比，降低串联电阻和零偏结电压可以增加二极管的截止频率。降低外延层掺杂浓度能减小结电容，但是会增加串联电阻；增大阳极的面积可减小串联电阻，但是却会增加电容。可以综合设计二极管各个物理层几何尺寸和材料特性，使其更加贴合实际模型。

根据二极管非线性区域的分析，综合[10-12]调研，为了建立其精确三维电磁模型，基于选型的DMK2308双肖特基结二极管建立的等效电路如图5所示。由于二极管的寄生串联电阻和结电容对混频器性能起着决定性的作用，能否准确地模拟二极管的结构从而模拟其参量是设计性能优越的混频器的关键。对于本文所需研究的高频段信号来说，采用模拟等效电路的方法已无法精确地模拟二极管的特性，更无法为精确的混频电路设计提供依据，因此需要建立该二极管的三维电磁模型模拟其封装对整个混频电路的影响。具体过程为提取其三维电磁仿真模型的S参数，并结合路仿真软件进行场路联合仿真。

图5 二极管等效电路模型

近年来国内外均做了大量关于肖特基平面二极管三维电磁模型的研究[13-17]。目前较为有效的方法是，基于电场分布的思维，首先建立二极管三维模型，并对其赋予材料特性作为线性部分进行仿真分析，非线性区主要是肖特基管芯结。要在场仿真软件里建立二极管三维精确模型，就需要依据二极管的实现工艺赋予二极管各层次的材料特性，结合二极管内部结构分析，本文研究的DMK2308双肖特基二极管内部结构剖面图如图6所示。

图6 DMK2308双肖特基二极管内部结构示意图

在建立了二极管的三维电磁模型后，为了能够准确模拟二极管的最佳嵌入阻抗对二极管在其电路中的完整仿真，需通过设置带有内部同轴波端口的二极管三维模型，同时借助计算机软件计算该三维模型的电磁特性并提取其参数，其非线性部分和无源电路部分可以通过场路联合仿真使用，考虑到肖特基二极管的非线性主要由肖特基结完成，因此，需要在肖特基结的位置，即金属阳极结与外延层的接触面，设置波端口，如图7所示。波端口可以进行端口平移，而二极管焊盘位置已被挤压，传输线端口需去嵌后查看二极管参考平面，如图8所示。

图7 二极管阳极端口设置及同轴填充介质示意图

图8 二极管端口去嵌示意图

2 分析与讨论

2.1 电路拓扑结构设计

设计谐波混频器的重要内容是将受LO大信号激励的反向并联二极管对与RF输入小信号产生差频IF信号，采用滤波器结构良好隔离LO与IF端口。而滤波器之间相互级联不一定能将上一级的输入信号实现最佳匹配，因此在进行单独仿真设计滤波器实现隔离之后，仍需将各个匹配网络联结在一起进行联合仿真优化。渐变微带线匹配可在平面电路仿真软件中优化，设置变频损耗的优化目标，再在三维电磁场仿真软件中建模进行验证，为了获得性能优越的混频器，需要对其进行修正。经过优化设计，最终得到W波段89 GHz二次谐波混频器的电路分解图如图9所示。

图9 混频器仿真模型详解

主要包括波导探针微带转换、反向并联二极管对核心区域、RF、LO和IF匹配网络等部分。反向并联二极管对所在区域是混频器的核心部分，RF左端为直流提供回路，采用这种创新结构的优势是无短路枝节线。LO 低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)的作用是通过低频率的LO及IF信号，抑制高频段的RF信号泄露到输出端。两段悬置微带传输线用于将波导信号无损转换传输至微带线上，且后期需加入匹配部分以将LO信号及RF信号完全加载到二极管的两端进行混频。IF输出端则为最后的输出传输线，要求其对除IF信号外的其他信号进行带外抑制，并通过射频转接头超微型A型(Sub Miniature A，SMA)接头连接输出信号。考虑装配需要，微带间隙取为35 μm。为了模拟分析二极管的封装对谐波混频器场仿真结果的影响，在三维仿真软件里将二极管的封装与整个混频电路联合仿真。通过将场仿真中的波端口与路仿真模型中的仿真电路模拟器(Simulation Program With Integrated Circuit Emphasis，SPICE)参数相结合，可以有效对二极管的非线性特性进行模拟。为了验证本设计的正确性，采用变换矩阵分析法计算变频损耗，本文借助计算机辅助软件路仿真软件进行模拟计算。当所有子电路都经过优化后，就可以模拟整个混频器最后进行调整。

2.2 仿真结果分析

在利用计算机辅助软件进行谐波平衡分析计算时，依据项目指标，仿真中设置的RF信号频率为84～94 GHz，LO信号频率为45 GHz，RF功率为0.01 mW，LO功率为10 mW。根据优化得出的尺寸，在场仿真软件中更改匹配枝节尺寸大小，再借助计算机软件进行计算检验，直至联合仿真得到较为理想的结果，图10所示为最终优化得到的混频器的变频损耗曲线。RF信号频率为84～94 GHz，LO信号频率为45 GHz，RF功率为0.01 mW，LO功率为10 mW时，变频损耗小于13 dB，在89 GHz处有最佳变频损耗7.5 dB。

图10 变频损耗仿真结果

3 实验研究

由优化仿真相对应的电路结构与电路尺寸加工的实验样品如图11所示，选用Rogers5880介质基板作为整个混频电路的衬底搭载，腔体选用硬铝材料，腔体在波导E面中心剖分为上下两个部分分别加工，通过销钉和螺钉固定实现紧密结合。RF信号由波导WR-10输入，LO信号频率采用标准波导WR-19输入，IF信号由SMA接头连接输出。由于尺寸极小，需要在加工完成后在显微镜下进行装配，并用导电胶将二极管粘在微带线上，装配完成后的整个腔体尺寸为19.1 mm×19.1 mm×14.0 mm。完成混频器的装配后对混频器进行测试。

为了有效与仿真结果进行对比，固定LO信号频率与仿真时一样为45 GHz，测试得到的LO最佳输入功率设定为14 dBm，固定RF信号频率范围为84～94 GHz，得到变频损耗测试结果如图12所示。在装配了两个混频器后进行测试，当RF信号频率范围为84～94 GHz时，混频器1的变频损耗最小值为9 dB，优于14 dB。与仿真结果相比，图12中实际测试的变频损耗值恶化了2～4 dB，但测试结果曲线与仿真曲线变化趋势较为一致，而混频器2的性能比混频器1的性能恶化了1～4 dB，这是由于在装配混频器2的过程中基板切割有些损坏，加上人工安装的不稳定性导致的。

图12 变频损耗仿真测试结果对比图

虽然设计的混频器实测结果相比于仿真结果略有逊色，但其曲线变化的一致性间接验证了二极管三维电磁模型建立的准确性以及仿真方法的合理性。经实测，设计的89 GHz次谐波混频器的RF信号带宽较宽，二极管价格和管壳加工等生产成本较低，与国内外其他文献相比[9,17]，如表1所示，具有明显工程应用优势。

表1 本文研制的混频器与其他文献的对比

本文建立的二极管模型是显微镜下的初步测量加之综合调研了参考文献及仿真调整确定的数值，估算为主，并没有获得准确的尺寸来进行三维建模。无法得到准确的尺寸，只能通过混频器的测试数据对二极管模型参数进行微调，但总会存在差距。因此需要继续对二极管模型进行研究，从而获得准确的三维电磁模型。此外，由于人工安装二极管及基板切割装配问题会引入误差；且设计的混频器并未镀金，也需将其材料因素考虑进去，最终造成了仿真和测试结果的差异性。

4 结束语

本文建立了二极管三维等效电磁模型，并基于此三维电磁模型研制了W波段89 GHz二次谐波混频器，利用计算机辅助工具进行计算验证，并进行了加工装配测试研究。实验结果表明：当固定LO信号频率为45 GHz时，RF信号频率在84～94 GHz范围内，IF为直流电(Direct Current，DC)～6 GHz范围内，变频损耗典型值为11 dB，变频损耗实测结果为9～14 dB。研制的二次谐波混频器的实测结果与仿真结果趋势相对吻合，在一定程度上验证了本文建立的肖特基二极管模型的准确性，并且肯定了本文对谐波混频器的设计方法。同时，在此研究基础上还可继续优化设计匹配电路以提高其性能。而毫米波段性能优异混频器的不断研发，无疑对无线通信技术的发展具有重要意义。